Руководство по спектральному анализу

Федеральное агентство по образованию

Государственное
образовательное учреждение высшего
профессионального образования

«ТОМСКИЙ
ПОЛИТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ»

Капранов Б.И.,
Короткова И.А.

СПЕКТРАЛЬНЫЙ
АНАЛИЗ в неразрушающем контроле

Учебное пособие

Издательство
Томского политехничекого университета

2007

УДК 691:543.42

Капранов Б.И., Короткова И.А.

Спектральный анализ В НЕРАЗРУШАЮЩЕМ
КОНТРОЛЕ (У
чебное
пособие) – Томск, 2007. – 100с.

Учебное
пособие подготовлено на основе программы
для технических университетов,
осуществляющих подготовку специалистов
второй образовательной ступени
(специалист, магистр-специалист) в сфере
неразрушающего контроля и технической
диагностики по дисциплине «Спектральные
методы химического анализа».

Основная его цель
– дать базовые знания будущим специалистам
по неразрушающему контролю (НК),
технической диагностике (ТД) и управлению
качеством (УК) по теории основных методов
эмиссионного спектрального анализа,
ознакомить с его технологией.

Эмиссионный
спектральный анализ химического состава
материалов на основе стали (стилоскопирование)
имеет в настоящее время большое значение
для получения исходной информации об
отклонении производственных технологических
процессов от нормативов, выработке
заключений об остаточном ресурсе
эксплуатации изделий и управляющих
решений по обеспечению качества
продукции.

Следует
подчеркнуть, что в задачу данного пособия
не входит обучение приемам и частным
методикам эмиссионного спектрального
анализа. Для того, чтобы научиться
проводить анализ, необходимо обратиться
к более детальным руководствам по
технологии спектрального анализа
объектов и требованиям Правил безопасности
при разработке и эксплуатации этих
объектов.

Авторы
надеются, что настоящее учебное пособие
окажется полезным не только для студентов,
изучающих эмиссионный спектральный
метод НК, но также для преподавателей
ВУЗов, сотрудников научно-исследовательских
и заводских лабораторий, специалистов
в сфере неразрушающего контроля и лиц
других специальностей.

Капранов
Б.И., Короткова И.А. 1

СПЕКТРАЛЬНЫЙ
АНАЛИЗ в неразрушающем контроле 1

УДК
691:543.42 2

Капранов
Б.И., Короткова И.А. 2

Спектральный
анализ В НЕРАЗРУШАЮЩЕМ КОНТРОЛЕ (Учебное
пособие) – Томск, 2007. – 100с. 2

ПРЕДИСЛОВИЕ 4

ВВЕДЕНИЕ 5

Глава 1. Металлические материалы 7

1.1.
Основные сведения о производстве
металлов и сплавов 7

1.2.
Основные свойства металлов и сплавов 21

1.3.
Механические свойства металлов и
сплавов 24

глава
2. физические основы Спектрального
анализа 26

2.1.
Общее представление о строении
вещества 31

2.2.
Строение атома и атомные спектры 33

2.3.
Природа и свойства света 42

глава
3. источники света 51

3.1.
Возбуждение вещества и интенсивность
спектральных линий 51

3.2.
Газовый разряд 59

3.3.
Схемы питания газовых разрядов 67

Глава
4. Оптика спектральных аппаратов 72

4.1.
Призма 72

4.2.
Дифракционная решетка 76

4.3.
Оптическая схема спектрального
аппарата 79

4.4.
Основные характеристики и параметры
спектральных аппаратов 82

4.5.
Типы приборов спектрального анализа 85

Оптическая
схема стилоскопа СЛ-13 92

Оптическая
схема стилоскопа СЛУ 92

Влияние
третьего компонента. 94

Задачи
спектрального анализа. 94

Глава
6. проведение контроля 96

6.1.
Подготовка изделий и стандартных
электродов к анализу 96

6.2.
Методика анализа 97

6.3.
Определение элементов 101

6.3.
Меры безопасности при работе со
стилоскопом 121

6.4.
Организация и оформление работ по
спектральному анализу 123

ПРЕДИСЛОВИЕ

Учебное
пособие предназначено для первоначального
знакомства с эмиссионным спектральным
анализом, в первую очередь с физическими
принципами, на которых он основан.

Широкое
применение спектральных методов анализа
во многих областях неразрушающего
контроля и технической диагностики
обусловлено их универсальностью,
избирательностью, низкими пределами
обнаружения, экспрессностью, возможностью
автоматизации как отдельных стадий,
так и всего процесса анализа в целом.

Объективность
методов спектрального анализа гарантирует
достоверность оценки отклонений
химического состава материалов, изделий
и сварных соединений от нормативов,
своевременное выявление брака как на
стадии изготовления, так и в процессе
эксплуатации.

В
пособии рассмотрена теория атомных
спектров, принципы построения аппаратуры
для получения и регистрации спектров,
атомно-эмиссионный метод анализа.
Частично изложены методические
рекомендации по эмиссионному спектральному
анализу сплавов на основе железа
(стилоскопированию).

Диапазон
представленных в пособии материалов
ограничен его объемом. Более подробную
информацию по теории и практике
стилоскопирования можно почерпнуть из
литературы, приведенной в перечне.

Соседние файлы в папке ТФП_Учебники

  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #



МИНИСТЕРСТВО ЭНЕРГЕТИКИ И ЭЛЕКТРИФИКАЦИИ СССР

ГЛАВНОЕ ТЕХНИЧЕСКОЕ УПРАВЛЕНИЕ ПО ЭКСПЛУАТАЦИИ ЭНЕРГОСИСТЕМ

ВСЕСОЮЗНЫЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТРЕСТ
ПО ОРГАНИЗАЦИИ
И РАЦИОНАЛИЗАЦИИ РАЙОННЫХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СТАНЦИЙ И СЕТЕЙ
(ОРГРЭС)

МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ
ПО ПРОВЕДЕНИЮ
СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА
МЕТАЛЛА ДЕТАЛЕЙ
ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ УСТАНОВОК
С ПОМОЩЬЮ СТИЛОСКОПА

ОРГРЭС

СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЙ
ЦЕНТР НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ

МОСКВА 1969

Составлено Специализированным
центром научно-технической информации по эксплуатации энергосистем ОРГРЭС

Автор инж. Д.Э. КАН

Редактор канд. техн. наук
А.Г. КОМАРОВСКИЙ

Методические
указания предназначены для монтажного, ремонтного и эксплуатационного
персонала, осуществляющих организацию и производство работ по монтажу и ремонту
оборудования, а также контроль и наблюдение за металлом трубопроводов, котлов и
турбин на тепловых электрических станциях.

Методические
указания разработаны на основе опыта работы производственного предприятия
«Мосэнергоремонт».

С выходом Методических указаний отменяется «Временная инструкция по
спектральному анализу металла деталей энергетических установок с помощью
стилоскопа», выпущенная БТИ ОРГРЭС в 1962 г.

УТВЕРЖДАЮ

Главный инженер

Главэнергоремонта

П.
ОРЕШКИН

УТВЕРЖДАЮ

Главный инженер

Главного

технического
управления

по эксплуатации
энергосистем

С.
МОЛОКАНОВ

ВВЕДЕНИЕ

Для
обеспечения надежной работы энергетических установок с высокими параметрами
пара их детали и узлы изготавливаются из жаропрочной и жаростойкой стали.

Случайная
замена материала изделий при монтаже и ремонте оборудования, не предусмотренная
проектом, может привести к выходу из строя установки или к тяжелым авариям. Для
предотвращения аварий производится спектральный анализ металла с помощью
стилоскопа, позволяющий на месте, без повреждения деталей приближенно оценивать
процентное содержание в стали* ванадия, хрома, молибдена, никеля,
титана, вольфрама, марганца, ниобия, кобальта, кремния. Продолжительность
анализа для определения марки стали — 2 — 3 мин.

* Возможен
также анализ цветных сплавов.

На
необходимость спектрального анализа посредством стилоскопа для контроля металла
при монтаже и ремонте энергетического оборудования указано в правилах
Госгортехнадзора и соответствующих руководящих материалах Министерства энергетики
и электрификации СССР.

Настоящие
методические указания определяют условия и порядок ведения работ с помощью
стилоскопа при анализе металла деталей и узлов энергетического оборудования.

I. ПОНЯТИЕ О ВИЗУАЛЬНОМ СПЕКТРАЛЬНОМ АНАЛИЗЕ И АППАРАТУРЕ

Всякое вещество,
приведенное в состояние светящихся паров, дает излучение, характерное для его
атомного строения, которое слагается из общего излучения атомов всех элементов,
входящих в состав данного вещества.

Для
определения химического состава вещества методом спектрального анализа
требуется выделение излучения атомов каждого элемента, т.е. отделение друг от
друга световых лучей с разными длинами волн.

Разложение
света по длинам волн осуществляется с помощью оптических приборов: стилоскопов
и спектрографов. При этом излучение наблюдается в виде спектра, представляющего
совокупность большого количества светящихся ярких линий.

Спектр
является характеристикой исследуемого материала, позволяющей по наличию
соответствующих спектральных линий судить о составе излучающих паров.

Для
возбуждения спектра обычно применяются искровые и дуговые источники света,
которые входят в комплект стилоскопической установки.

Электрическая
схема генераторов стилоскопических установок позволяет получать электрическую
дугу или низковольтную искру, удовлетворяющую условиям проведения анализов.
Питание генератора осуществляется через разделительный трансформатор, вторичная
обмотка которого заземляется.

Принцип
действия стилоскопической установки — создание электрического разряда между
анализируемым объектом (являющимся одним из электродов) и постоянным электродом
прибора, приводит к парообразованию вещества электродов и заполнению
межэлектродного промежутка светящимися парами. Излучение светящегося пара
направляется черев узкую щель прибора в оптическую систему, где происходит
разложение света и образование линейчатого спектра. Полученный спектр
представляет собой ряд световых проекций щели, каждая из которых соответствует
определенной длине волны.

Наличие в
спектре характерных линий искомых элементов указывает на присутствие данных
элементов в анализируемом металле.

Сравнение
относительной интенсивности спектральных линий искомых элементов с линиями
основы дает возможность приближенной оценки содержания в металле элементов.

Таким
образом, с помощью стилоскопа производится качественный и полуколичественный
анализ стали, позволяющий определить наличие и приближенно оценить количество
легирующих элементов в стали. Сопоставление полученных результатов с химическим
составом проектной марки стали позволяет оценить соответствие металла
исследуемой детали требованиям проекта. Химический состав наиболее
распространенных сталей и присадочных материалов для сварки, применяемых в
котлотурбостроении, приведен в приложении I.

В настоящее
время промышленность выпускает два типа стилоскопов: стационарный СЛ-11 с
горизонтальным расположением деталей и переносный СЛП-2, в котором детали
смонтированы в вертикальной плоскости. Применяется также много приборов прежних
выпусков: СЛ-1, СЛ-3, СЛ-10, СЛП-1 и др.

Стационарные
стилоскопы используются для проведения спектрального анализа мелких деталей,
переносные стилоскопы — для контроля крупногабаритных изделий и деталей на
смонтированном оборудовании, доставка которых к стационарному стилоскопу
невозможна.

Распространены
две оптические схемы устройства стилоскопов: автоколлимационная (стилоскопы
СЛ-10, СЛ-11 и СЛП-2) и схема постоянного отклонения (стилоскопы СЛ-1, СЛ-3 и
др.).

Для приборов,
построенных по автоколлимационной схеме, характерно двойное прохождение луча
через две диспергирующие призмы: неподвижную шестидесятиградусную и поворотную
тридцатиградусную с посеребренной гранью большого катета (рис. 1). При
этом ахроматический объектив выполняет роль и объектива зрительной трубы.

В схеме
постоянного отклонения обязательны два объектива и диспергирующая система,
состоящая из трех шестидесятиградусных призм.

Автоколлимационные
стилоскопы благодаря минимальному количеству оптических деталей компактны,
имеют небольшой вес и хорошо разделяют линии с близкими длинами волн. Введение
в поле зрения окуляра анализируемого участка спектра производится поворотом
диспергирующей призмы относительно неподвижно закрепленного окуляра. При этом
происходит перефокусировка объектива с сохранением резкости спектра, что
значительно облегчает условия его рассмотрения.

Рис. 1. Оптическая схема стилоскопа СЛП-2:

1 — окуляр; 2 — диспергирующая призма; 3 — объектив; 4
— призма 5 — оптическая щель; 6 — конденсор; 7 — призма; 8 — защитное стекло; 9
— постоянный электрод; 10 — анализируемый объект; 11 — упорные контакты

II. ПОДГОТОВКА ИЗДЕЛИЙ И СТАНДАРТНЫХ ЭЛЕКТРОДОВ К АНАЛИЗУ

1. Для проведения анализа на изделии
(образце) выбирается по возможности плоский, гладкий участок и на нем
зачищается площадка размером 2´2
см. Окалина, антикоррозионные покрытия, следы краски, всевозможные
поверхностные загрязнения, а также поры, шлаковые включения, трещины, раковины,
шероховатости и прочие пороки на поверхности анализируемого образца удаляются
зачисткой абразивным кругом. Так как существует возможность загрязнения
анализируемого изделия (образца) материалом круга, особенно при определении
кремния и титана, окончательная обработка поверхности аналитической площадки
производится напильником. Если изделие подвергалось обработке, вызвавшей
изменение химического состава в поверхностном слое (химико-термическая
обработка, травление и др.), то такой слой также обязательно снимается.

При работе с
переносным стилоскопом на изделии готовится вторая площадка размером ~ 1 см2 на расстоянии 8 см от
первой, служащая опорой для вольфрамовых контактов стилоскопа, с помощью
которых производится присоединение анализируемого объекта к заземляющему
проводу прибора. Зачистка опорной площадки ограничивается удалением загрязнений
и окалины.

Для отбора
проб с помощью ударно-искрового пробоотборника на изделии подготавливается одна
площадка размером 3´3 см.

2. Масса анализируемого изделия во
всех случаях должна быть не менее 50 г, иначе может произойти усиленное
поступление пробы в плазму разряда, что приведет к преувеличенному
представлению о содержании элементов в анализируемом изделии (образце).

Мелкие
детали, стружка и прочие объекты малой массы допускаются к анализу при условии
приготовления из них специальных образцов.

Сварочная
проволока или проволока другого назначения собирается в пакеты, имеющие форму
стержня длиной 40 — 50 мм. Такие пакеты приготовляются из каждой бухты (мотка)
или катушки. Пакет закрепляется обвязкой из анализируемой проволоки или с
помощью хомутов. Количество проволоки, входящей в пакет, определяется ее
диаметром: так, при диаметре 1 — 1,5 мм берется пять отрезков проволоки, при
диаметре 0,8 — 1 мм — семь и т.д.

Стружка
прессуется в брикет диаметром порядка 15 мм при длине 50 мм. Брикеты готовятся
на механических прессах различного типа или путем уплотнения в формах с помощью
кувалды.

Для анализа
сварочных электродов образцы приготовляются из наплавленного металла. Наплавка
производится на пластины из малоуглеродистой стали (Сталь 20, Ст. 2, Ст. 3),
предварительно проверенные стилоскопом на отсутствие легирующих элементов. Каждая
наплавка выполняется одним электродом на отдельную пластину, толщина которой
при диаметре электрода до 2 мм должна быть не менее 3 мм и при диаметре
электрода свыше 2 мм — не менее 6 мм. Форма наплавки круглая в виде цилиндра,
высота и основание которого не менее четырех диаметров проверяемого электрода.
Анализ производится по верхней площадке. В каждой партии анализируется три
электрода, взятых из разных пачек (замесов), вне зависимости от количества
замесов, составляющих партию.

3. Постоянные электроды стилоскопа
перед началом работы должны иметь следующие размеры:

1) электроды дисковой формы — диаметр
60 мм для переносных стилоскопов и 90 мм для стационарных, толщину 1,0 — 1,5
мм;

2) электроды стержневой формы —
диаметр 8 — 10 мм, длину 220 — 250 мм. Торцы стержневых электродов затачиваются
на токарном станке на конус с умом при вершине 60°;
острие конуса притупляется до площадки диаметром 2 мм жди округляется на
полусферу радиусом 2 — 3 мм.

При массовых
анализах следует применять дисковые электроды. Использованную часть электродов
рекомендуется срезать на токарном станке, а оставшиеся электроды применяются по
назначению. Перед каждым анализом постоянные электроды должны зачищаться. При
заточке электродов допускается уменьшение диаметра диска до 40 мм и длины
стержня до 130 мм с выполнением указанного выше профиля заточки, так как
использование электродов с различной заточкой вносит ошибки в
спектроскопические оценки. Для заточки электродов и изделий должны применяться
специальные заточные станки, напильники и наждачная бумага.

Чтобы
избежать переноса вещества от предыдущей анализируемой пробы на последующую,
инструмент, используемый для зачистки, должен очищаться после каждого его
применения.

III. ОРГАНИЗАЦИЯ И ОФОРМЛЕНИЕ РАБОТ ПО СПЕКТРАЛЬНОМУ
АНАЛИЗУ

1. В соответствии с инструкциями по
наблюдению за металлом котлов, трубопроводов и турбин обязательному
спектральному анализу с помощью стилоскопа подлежат все вновь устанавливаемые
детали энергетического оборудования, независимо от наличия сертификата, маркировки
и предстоящего срока эксплуатации, предназначенные для работы при температуре
выше 450 °С, а также все детали и материалы, которые по проекту должны быть
выполнены из легированной стали (приложение II).

Организация,
производящая работы по спектральному анализу, несет ответственность за
правильность выполнения анализа и качество технической документации по нему.

2. Результаты анализов оформляются
протоколами (приложение III) составляемыми в трех экземплярах: один экземпляр
хранится в организации, производящей анализ, а два другие выдаются заказчику.

В протоколе
подробно, с указанием наименования детали, в соответствии с чертежом
перечисляются все прошедшие проверку детали, присадочные материалы, сварные швы
и т.д.

Анализ на
смонтированном паропроводе проводится по схеме паропровода в соответствии с
нумерацией сварных стыков (рис. 2). Запись результатов анализов ведется согласно
номера сварных стыков, ограничивающих место анализа: например, участок трубы
между стыками «69 — 70» обозначается «труба 69 — 70», задвижка между стыками
«65 — 66» — «задвижка 65 — 66» и т.д., а металл сварных швов непосредственно номером
стыка. Протоколы без приложения схем недействительны.

Если при
контроле крепежа на установленной по месту постоянной работы арматуры или
фланцевых соединений обнаружено несоответствие стали проектной марки, то
составляется эскиз (рис. 3) с расстановкой
и нумерацией крепежа, который прилагается к протоколу. Запись результатов
контроля крепежа ведется в протоколе согласно принятой на эскизе нумерации.

3. Детали, присадочные материалы и
сварные швы, металл которых не соответствует проектным маркам, подлежат изъятию
и замене, о чем составляется акт, который может служить основанием для
предъявления станцией рекламации заводу.

Если при
контроле металла сварных швов выявлен хотя бы один шов, металл которого не
соответствует проектному, контролю подлежат все однотипные швы (100 %),
выполненные данным сварщиком на проверяемом оборудовании.

Рис.
2. Схема паропровода:

 сварной
стык;

 задвижка;

 тройник;

 расходомерная
шайба;

65 — 77 — сварные стыки

4. Все проверенные детали котлов и
трубопроводов, не имеющие заводскую маркировку, анализ которых производится до
установки на агрегате, подвергаются маркировке — окраске или клеймению. Детали
турбин маркировке не подлежат.

Трубы паропроводов, питательных линий, их байпасы и дренажи, трубы
поверхностей нагрева, змеевики, панели, коллекторы и т.п. окрашиваются по
наружной поверхности в соответствии с цветной маркировкой по МРТУ 2402-65,
приведенной ниже.

Марка стали                                                                                Цвет

20                                                                                      Зеленый

15ГС                                                                                 Коричневый

15ХМ                                                                                Фиолетовый

12Х1МФ (12ХМФ)                                                         Красный

15Х1М1Ф                                                                         Белый

12Х2МФБ (ЭИ531)                                                         Желтый

12Х2МФСР                                                                      Синий

Х18Н12Т                                                                          Черный

1Х18Н10Т                                                                        Черный
+ Белый

1Х11В2МФ                                                                      Черный
+ Синий

1Х14Н18В2БР (ЭИ695Р)                                                Черный
+ Красный

Х16Н14В2БР
(ЭП17)                                                      Черный + Желтый

Х16Н16МВ2БР
(ЭП184)                                                Черный + Зеленый

1Х14Н14В2М (ЭИ257)                                                   Черный
+ Коричневый

При диаметре
изделия менее 100 мм краска наносится в виде концентрического пояска шириной 10
— 30 мм, при диаметре изделия более 100 мм — в виде полоски длиной 100 — 150
мм, шириной 10 — 30 мм. Трубы, проверяемые россыпью, маркируются с обоих
концов, если же трубы собраны в змеевики, пакеты, ширмы, панели и блоки, то
окрашивается только одна труба.

На литые и
фасонные части краска наносится в виде записи наименования марки стали
(например 20ХМФЛ).

Шпильки
маркируются по торцевой части головки клеймом, присвоенным оператору,
позволяющим по протоколу установить марку стали, фамилию оператора и
организацию, производящую спектральный анализ.

Остальные
детали толщиной стенки более 6 мм подлежат окраске или клеймению, а толщиной
стенки менее 6 мм только окраске.

Задвижка 65 — 66

Рис. 3. Схема расположения гаек и
шпилек:

1 — 12 — порядок расположения гаек и шпилек

Сварные швы,
металл которых не соответствует проектному, окрашиваются краской зеленого цвета
по всей длине окружности стыка. Окраска и клеймение производятся в присутствии
оператора по спектральному анализу его помощником (выделенным заказчиком),
непосредственно после проведения анализа.

IV. МЕТОДИКА АНАЛИЗА

Качественный
и полуколичественный спектральный анализ производится в соответствии с
рисунками различных областей спектра, приведенных в настоящей методике.

На рисунках 4
— 26
графически изображены спектральные линии большинства элементов, определяемых в
стали с применением медного постоянном электрода. К каждому рисунку приводятся
спектроскопические оценки и соответствующие им процентные содержания
определяемого элемента.

Спектральные
линии, видимые в стилоскопе, различаются по яркости, степени размытости и
расположению. Наиболее яркие спектральные линии на рисунках условно сделаны
более широкими, менее яркие соответственно более узкими. Все линии на рисунках
обозначены символом химических элементов перед общепринятой нумерацией групп.
Например, V1 означает ванадий по группе «1».

При
проведении анализа для многих элементов используются несколько групп
аналитических линий, расположенных в различных областях спектра. Как правило,
каждая группа линий оказывается пригодной при оценке содержания элемента лишь в
определенном интервале концентраций. Те спектральные линии, по которым
производится анализ, снабжены цифровыми обозначениями перед химическими
символами. Цифрой «1» отмечается основная линия искомого элемента. Эта линия
показана в центре рисунка под указателем. Длины волн определяемых элементов и
элементов сравнения приведены в табл. 1. До половины высоты спектра
изображены линии групп других элементов, которые могут быть видимы на данном
участке спектра.

При
проведении анализа могут быть следующие соотношения интенсивности линий
определяемого элемента и линий основы:

а) если линия
определяемого элемента и линия сравнения равны по интенсивности, то оценка
интенсивности обозначается знаком равенства «/=/», например 1 = 2;

б) если линия
определяемого элемента слабее или сильнее по интенсивности линий сравнения, то
оценка обозначается знаками «<» или «>», например 1 < 2 или 1 > 2;

в) если линия
определяемого элемента значительно слабее по интенсивности или значительно
сильнее линий сравнения, то оценка обозначается знаками: «<<» или
«>>», например 1 << 2 или 1 >> 2.

Картина
спектра, наблюдаемая в окуляре стилоскопа, может не иметь полного сходства с
изображением рассматриваемой области спектра на рисунке, несмотря на почти
равные увеличения. Всегда имеются некоторые различия из-за дополнительного
появления спектральных линий случайных примесей. Поэтому навыки в анализе надо
приобретать не по рисункам, а обязательно при наблюдении спектров, видимых в
окуляре стилоскопа, на образцах с известным химическим составом.

Оценку
интенсивности сравниваемых линий большинства элементов следует начинать спустя
30 — 40 сек после включения дуги. Исключение составляют никель, титан и
вольфрам, анализ которых производится через 60 сек после включения дуги. В
течение этого времени, называемого временем обжига, выгорают загрязнения и
стабилизируются условия испарения вещества электродов. Допустимое время горения
дуги на одном участке поверхности изделия не должно превышать 2 мин, после чего
дугу надо выключать. При необходимости анализ возобновляется на вновь
подготовленном участке поверхности зачищенным электродом.

Для лучшей
ориентации в спектре на рис. 4 показана область спектра в диапазоне длин волн
3950 — 6400 А°. Там же указаны границы основных цветов спектра. В соответствии
с длиной волны схематически изображены линии аналитических групп элементов,
приведенных на рис. 5 — 26. Линии этих групп расположены таким же
образом, как при наблюдении в стилоскопе, т.е. длины волн возрастают слева
направо.

Анализ
выполняется в следующем порядке:

а) зачищается
электрод и изделие;

б)
межэлектродный промежуток устанавливается величиной 1 — 3 мм и зажигается дуга
(искра);

в)
руководствуясь приведенными указаниями, оператор отыскивает нужную группу линий
и производит оценку содержания искомых элементов, записывая результаты анализа
в журнал (блокнот) по заранее подготовленной форме.

Определение
элементов проводится в следующей последовательности: ванадий, хром, молибден,
никель, титан, вольфрам, марганец, ниобий, кобальт, кремний.

1. Определение ванадия ведется по трем
группам линий: V1 (рис. 5), V3 (рис. 6) и V4* (рис. 7).

* Группа V4
впервые введена в практику Центроэнергомонтажом.

Группа V1 расположена в темно-синей области спектра.

Группа V3 — в светло-голубой и группа V4 — в
оранжевой.

Предел
определяемого содержания по группе V1 от 0,15 до 0,5 %,
по группе V3 от 0,8 до 2,5 %. По группе V4 устанавливается только наличие ванадия, если его
содержание превышает 0,1 %.

Таблица
1

Группы
аналитических спектральных линий с условными обозначениями

Группы линий

Линии определяемых элементов

Линии элемента сравнения (железа)

Условное обозначение линий

Длина волн, А°

Условное обозначение линий

Длина волн, А°

1

2

3

4

5

V1

1

4379,24

4

4375,93

2

4389,97

3

4395,23

V3

1

4875,48

2

4878,22

3

4872,15

4

4871,33

V4

1

6039,2

Cr1

1

5204,52

3

5202,34

1

5206,04

4

5198,71

2

5208,44

Cr4

1

5409,79

2

5410,91

3

5415,21

4

5405,78

Cr6

1

922,27

2

4919,00

3

4920,50

Cr6

1

3345,81

4

5371,49

5348,32

5

5341,03

6

5339,94

7

5333,30

8

5324,18

Mo1

1

5533,05

3

5501,47

2

5570,45

4

5497,52

5

5586,76

6

5572,85

7

5576,11

8

5569,63

Мо2

1

6030,66

2

6056,00

3

6065,49

4

6027,06

Ni1

1

4714,42

2

4710,29

3

4709,10

4

4707,28

Ni2

1

5080,52

2

5079,24

Ti1

1

4999,51

3

4994,13

2

4991,07

4

5001,87

5

5006,13

W1

1

5053,30

3

5051,64

2

5054,61

4

5049,83

W2

1

5514,70

2

5501,47

3

5497,52

W3

1

4659,87

3

4673,17

4

4654,50

Mn1

1

4823,52

2

4859,75

3

4871,33

Mn3

1

6021,80

3

6020,18

2

6016,64

4

6027,06

Nb1

1

4672,10

3

4673,17

2

4675,37

4

4678,85

Nb2

1

4058,94

Nb3

1

5344,17

2

5351,04

Со

1

4867,88

2

4878,22

Si2

1

6347,01

3

6408,03

2

6371,09

4

6421,36

5

6411,66

6

6393,61

7

6400,02

Рис. 4. Область спектра в диапазоне длин волн 3950 — 6400 А°.

2. Хром анализируется по четырем
группам линий:

Cr1 (рис. 8), Cr4 (рис. 9), Cr6 (рис. 10) и Cr7 (рис. 11).
Группы Cr4 и Cr7 могут
рассматриваться одновременно в светло-зеленой области спектра.

Группа Cr1 расположена в зеленой и группа Cr6
— в светло-голубой области спектра. Группа Cr6 легко
опознается по трем ярко-голубым двойным линиям железа, отчетливо видимых слева
от группы; справа от двойных линий — линия хрома (табл. 2).

3. Определение молибдена производится
по двум группам линий: Mo1 (рис. 12) и Mo2 (рис. 13). Группа Mo1
находится в желто-зеленой области спектра, на участке двух характерных тройных
линий железа, группа Мo2 — в оранжевой. Предел
определяемого содержания по группе Mo1 от 0,15 до 1,2 %
и по группе Mo2 от 0,25 до 2 %.

При наличии
пульсации интенсивности линий молибдена оценка ведется в момент максимума
интенсивности.

4. Для определения никеля применяются
две группы линий: Ni1 (рис. 14) и Ni2 (рис. 15).

Группа Ni1 находится в голубой области спектра. По данной группе
оценивается содержание никеля от 0,2 до 5 %. Установление различия содержания
0,2 от 0,5 ввиду наложения линий требует особого внимания и большого опыта
оператора.

Рис. 5. Группа V1.

Рис. 6. Группа V3

Рис.
7. Группа V4. Линия «1V»
надежно выявляется при концентрации V свыше 0,1 %

Рис. 8. Группа Cr1

Рис. 9. Группа Cr4

Рис. 10. Группа Cr6

Рис. 11. Группа Cr7

Содержание хрома, %

Интенсивность линий

0,3

1 = 7

0,7

2 = 7

1,0

1 = 6; 2 ³ 7

1,5

1 < 5; 1 ³ 6; 2 > 7;

2,5

2 = 6

5

1 ³ 8; 2 = 5

10

1 = 4; 2 = 8

20

1 > 4; 2 £ 4

30

1 >
4; 2
³ 4

Рис. 12. Группа Mo1

Содержание молибдена, %

Интенсивность линий

до 0,15

1 £ 3

0,15 — 0,30

1 = 4; 2£ 7

0,30 — 0,60

1 £ 6;
2
£ 8

0,60 — 1,2

1 £ 5;
2 = 6

более 1,2

1 > 5; 2 £ 6

Рис. 13. Группа Mo2

Рис. 14. Группа Ni1

Таблица 2

Указания
по анализу хрома

Обозначение группы

Предел определяемого содержания, %

Условия применения группы

Cr1

0,05 — 0,2

Для
уточнения содержания хрома менее 0,3 %

Cr4

1 — 5

При
предполагаемом содержании хрома в пробе от 1 до 5 %

Cr6

10 — 30

При
предполагаемом содержании хрома в пробе более 10 %

Cr7

0,3 — 30

Для
уточнения содержания хрома менее 2,5 %

Группа
Ni2 расположена в зеленой области спектра, где предел
определяемого содержания от 1,5 до 20 %. Линии никеля при содержании 1 — 2 %
наблюдаются в виде редких вспышек, в некоторые моменты их вообще не видно, в
таком случае анализ надо вести по группе Ni1. При
содержании никеля более 10 % анализ проводится в промежутках между вспышками.

5. Для определения титана используется
одна группа линий Ti1 (рис. 16), расположенная в темно-зеленой области спектра.

Предел
определяемых содержаний по группе Ti1 от 0,05 до 1,5 %.

6. При определении вольфрама
применяются три группы линий: W1 (рис. 17), W2 (рис. 18) и W3 (рис.
19).

Группа W1 находится в зеленой области спектра, группа W2 — в желто-зеленой, на участке двух характерных тройных
линий железа, группа W3 — в голубой области спектра.

Предел
определяемого содержания для группы W1 от 1 до 18 %,
группы W2 от 5 до 18 % и группы W3
от 1 до 5 %.

7. Определение марганца производится
по двум группам линий: Mn1 (рис. 20) и Mn3 (рис. 21).

Группа Mn1 расположена в голубой области спектра, левее трех
ярко-голубых двойных линий железа, группа Mn3 в
оранжевой области.

Предел
определяемого содержания по группе Mn1 от 0,3 до 4 %,
по группе Mn3 от 0,4 до 1 %. Группа Mn1
используется при содержании хрома в пробе менее 3 %.

Рис. 15. Группа Ni2

Содержание никеля, %

Интенсивность линий

1,5

1
редко вспыхивает

3,0

1
< 2 и часто вспыхивает

10

1
= 2 и очень часто вспыхивает

15 — 20

1
> 2 и без вспышек

Рис. 16. Группа Ti1

Содержание титана, %

Интенсивность линий

0,05

2 = 3

0,1 — 0,15

2 > 3

0,30

1 £ 4

0,35

1 = 4

0,8

1 = 5

1 — 1,5

1 ³ 5

Рис. 17. Группа W1

Рис. 18. Группа W2

Рис. 19. Группа W3

Рис. 20. Группа Mn1

Рис. 21. Группа Mn3

Рис. 22. Группа Nb1

Рис. 23. Группа Nb2

Линия
«1» четко выявляется при содержании ниобия более 0,3 %

8. Определение ниобия проводится по
трем группам линий: Nb1 (рис. 22), Nb2 (рис. 23) и Nb3*
(рис. 24).

* Группа Nb3
впервые введена в практику производственно-наладочным предприятием
«Белорусэнергоналадка».

Группа Nb1 расположена в голубой области спектра, группа Nb2 в фиолетовой, на участке трех ярких фиолетовых линий
железа, и группа Nb3 в светло-зеленой. Предел
определяемого содержания по группе Nb1 от 0,1 до 1,5 %.
Линии 1Nb и 2Nb практически
равноинтенсивны, но к 1Nb прилегает линия марганца
4671,09 А°, появляющаяся при концентрации марганца выше 1 %, на линию 2Nb накладывается линия титана 4675,12 °А и мешает определению ниобия, начиная с
концентрации титана 0,2 %. Если в пробе одновременно содержится более 0,2 %
титана и более 1 % марганца, определение ниобия по группе Nb1
практически невозможно.

В этом случае
определяется только наличие ниобия по группе Nb2 или
группе Nb3.

Группа Nb2 позволяет уверенно обнаруживать наличие ниобия, если
содержание его не менее 0,3 %. Помехой может оказаться интенсивная линия
ванадия 4099,80 А°, накладывающаяся на
линию 2Nb. По группе Nb3
устанавливается наличие более 0,2 % ниобия, если содержание хрома не превышает
4 %.

Использование
группы Nb3 очень удобно, так как позволяет одновременно
анализировать и хром по группе Cr7. В
сложнолегированных сталях определение ниобия по группе Nb1
вызывает затруднения.

9. Определение кобальта производится
по одной группе спектральных линий Co1 (рис. 25), в зеленовато-голубой области
спектра. Определяются содержания кобальта в пределе от 2 до 10 %.

10. Определение кремния производится
по одной группе линий Si2 (рис. 26) в пределах концентраций от 0,1 до 4 %.

Группа Si2 расположена в оранжево-красной области спектра.

Приведенные
на рис. 26
спектроскопические признаки получены с низковольтной искрой от генератора дуги переменного
тока. Емкость батарей конденсаторов составляла 25 мкф, ток зарядки 6 а, ток
питания трансформатора генератора 0,7 а, межэлектродный промежуток 0,8 мм.

Рис. 24. Группа Nb3

Линии ниобия четко
выявляются при содержании ниобия 0,2 %.

Рис. 25. Группа Со1

Рис. 26. Группа Si2

Содержание кремния, %

Интенсивность линий

0,1 — 0,15

1 £ 3

0,3

1 = 4

0,6

1 = 6; 2 = 3

1,2 — 1,4

1 > 6; 1 £ 7

1,8 — 2,0

1 ³ 7; 2 < 6

3,0 — 4,0

1 > 7; 2 £ 7

Наблюдение
производилось через 30 сек после включения искры.

11. Результат спектрального анализа,
проводимого с помощью стилоскопа, определяется с точностью до 20 %, поэтому
если содержание элемента оценено равным 1 %, то фактическое содержание этого
элемента может находиться в пределах 0,8 — 1,2 %.

В случае
незначительной разницы в содержании определяемых элементов близких по составу
марок сталей и трудности установления действительной марки производится
количественный анализ этой стали химическим или спектрографическим методом.
Если при этом не допускается повреждение изделий для взятия образцов,
необходимых при химическом и спектрографическом анализах, то рекомендуется
произвести отбор пробы посредством пробоотборника. Пробоотборник работает на
принципе направленного переноса вещества при электрическом разряде, в
результате которого на рабочую поверхность электрода пробоотборника переносится
небольшое количество металла анализируемого изделия. Анализ перенесенного
вещества производится на спектографе.

Метод
переноса может быть использован для выборочного контроля труб пароперегревателя
на смонтированных котлах, что особенно важно при отсутствии документации по
спектральному анализу котлов прежних выпусков. Для этой цели достаточен
качественный анализ перенесенного вещества с помощью фотографического метода на
спектографе.

Во всех
случаях обязательна предварительная проверка на способность вещества к
переносу, так как некоторые элементы не переносятся.

Перенос и
анализ таких элементов как хром, молибден и ванадий не вызывает затруднений.
Для каждого элемента рекомендуется не меньше чем двукратный отбор пробы.

12. На стилоскопе
представляется возможной рассортировка сталей близких по составу марок:

Марка стали

Указания по анализу

16М;
12МХ

Особое
внимание уделять наличию линии хрома.

12МХ;
15ХМ

Особое
внимание уделять оценке интенсивности линий хрома.

20ХМФЛ;
15Х1М1ФЛ

Особое
внимание уделять оценке интенсивности линий молибдена.

12Х1МФ;
12Х2МФСР

Особое
внимание уделять оценке интенсивности линий хрома и молибдена. Косвенным
показателем стали марки 12Х2МФСР может служить незначительное содержание
порядка 0,03 % титана (определяется по группе Ti1), который
полностью отсутствует в стали марки 12Х1МФ.

12Х2МФБ;
ЭП44 и другие стали, содержащие ниобий, от сталей марок 12Х2МФСР и ЭИ723

При
определении хрома по группе Cr7 можно одновременно определять наличие ниобия по
группе Nb3.

Примечания: 1. Наличие в стали молибдена при содержании более
0,15 % и ванадия свыше 0,1 % можно одновременно устанавливать по группам Mo2
и V4 в оранжевой области спектра, что очень удобно при
рассортировке стали 12Х1МФ от сталей 12МХ и 15ХM.

2. При работе по рассортировке близких по составу
марок сталей количество анализов, выполняемых одним оператором, не должно
превышать 50 в смену.

13. В целях наибольшей достоверности
анализа контроль производится в двух точках объекта. Анализ каждой трубы, вне
зависимости от размеров, осуществляется по обоим ее концам на расстоянии 60 —
70 мм от каждого сварного или фланцевого соединения и обязательно до наложения
изоляции нового участка трубопровода.

Анализ
лопаток проводится в ее замковой части. Вал ротора проверяется по торцу.

Места
контроля остальных деталей определяются удобством установки стилоскопа.

Если сварной
шов выполняется несколькими сварщиками, то контролю подлежит участок шва
каждого сварщика.

Пятно
обыскривания (след от разряда) при анализе высоколегированной стали
(аустенитного, ферритного, мартенситного классов) рекомендуется удалять
обработкой напильником или абразивным инструментом.

14. Анализ металла сварных швов,
наплавленного металла электродов и присадочной проволоки проводится согласно
указаниям, приведенным в табл. 3.

При
несоответствии состава шва, рекомендованному проектом производится повторный
контроль тех же швов в удвоенном объеме, а в дальнейшем химический или
спектральный анализ металла швов с помощью пробоотборника спектрографическим
методом, результаты этих анализов считаются окончательными. Отбор стружки для
химического анализа осуществляется путем строжки или засверловки металла с
поверхности шва. При невозможности выполнения анализа методом переноса и взятия
стружки для химического анализа решение принимается по результатам повторного
контроля.

Если при
анализе партии электродов хотя бы на одном электроде выявлено несоответствие
состава наплавленного металла марочному, партия проверяется повторно: из
каждого замеса, показавшего неудовлетворительные результаты, контролируется 10
электродов и 3 электрода — из остальных замесов, входящих в состав партии, при
этом электроды отбираются из разных пачек. В случае стабильных результатов анализа,
бракуются только замесы, имеющие отклонения от марочного состава. При
нестабильных результатах анализа, когда в отдельных замесах имеют место как
удовлетворительные, так и неудовлетворительные показатели, бракуется вся
проверяемая партия электродов.

V. УХОД ЗА АППАРАТУРОЙ

Прибор,
полученный с завода, надо внимательно осмотреть. При обнаружении внешних
серьезных повреждений (например, неисправность окуляра или наружной части
зрительной трубы) стилоскоп возвращается на завод-изготовитель для обмена или
ремонта. Ознакомившись с приложенным к прибору описанием, стилоскоп
устанавливается в рабочее положение и включается в сеть.

Разрешающая
способность прибора проверяется по контрольным линиям, указанным в паспорте
прибора. Исправный прибор допускает разделение этих линий. Отсутствие спектра
или недостаточное разделение контрольных линий свидетельствует о нарушении
оптической системы стилоскопа. В таком случае прибор не ремонтируется
собственными силами, а направляется на завод-изготовитель для замены.

Таблица 3

Указания
по анализу присадочных материалов и металла шва

Марки присадочных материалов

Тип металла шва или наплавленного металла

Указания по анализу*

электродов

сварочной проволоки (ГОСТ 2246-60)

проверяемые элементы

что определяется

аналитическая группа линий

ЦЛ-14

Молибден

Наличие

Мo1;
Mo2

ЦУ-2ХМ

Св-10ХМ

10ХМ

Ванадий

Отсутствие

V1; V4

ЗиО-20

Св-10МХ

10МХ

Хром**

Содержание

Cr4; Cr7

УОНИИ-13ХМ

ЦЛ-38

ЦЛ-20

Cв-08ХГСМФ

Ванадий

Наличие

V1; V4

ЦЛ-20М

Ниобий

Отсутствие

Nb1; Nb3

ЦЛ-39

Св-08ХМФ

10ХМФ

Марганец

Содержание
(6.1, 2 брак)

Mn3

Хром**

Содержанке

Cr4

ЦЛ-36

10ХМФНБ

Никель

Наличие

Nb1

Ниобий

Наличие

Nb1; Nb3;

Хром**

Содержание

Cr4

ЦЛ-40

Св-08ХЭМФБ

10Х2МФБ

Ниобий

Наличие

Nb1; Nb3

ЦЛ-26М

Никель

Отсутствие

Nb1

Хром**

Содержание

Cr4

УОНИИ-13/НЖ

Св-06Х14

10X11

Ванадий

Отсутствие

V1; V4

Св-10Х13

10X13

Хром

Содержание
(10 — 15 %)

Cr6

Никель***

Содержание

Ni1

ЦЛ-32

Св-10Х11ВМФН

10Х11ВМФН

Ванадий

Наличие

V1; V4

Вольфрам

Наличие

W3; W1

Хром

Содержание
(10 — 13 %)

Cr6

Никель***

Содержание

Ni1

Св-10Х11МФН

Ванадий

Наличие

V1; V4

Вольфрам

Отсутствие

W3; W1

Хром.

Содержание
(10 — 13 %)

Cr6

Никель***

Содержание

Ni1

ЦТ-26

Св-04Х19Н11М3

08Х16Н8М2

Ванадий

Отсутствие

V1

ЦТ-26-1

Хром

Содержание
(14 — 21 %)

Cr6

Никель

Содержание
(7 — 12 %)

Ni2

Молибден

Содержание
(1,5 — 3 %)

Mo1; Mo2

ЦТ-15

Св-08Х19Н10Б

10Х20Н10Б

Ниобий

Наличие

Nb1; Nb3;

ЦТ-15-1

Хром

Содержание
(16 — 24 %)

Cr6

ЦЛ-11

Никель

Содержание
(9 — 14 %)

Ni2

ЦТ-7

10Х19Н11М2Ф

Ванадий

Наличие

V1

КТИ-5

Хром

Содержание
(15 — 23 %)

Cr6

Никель

Содержание
(19 — 14 %)

Ni2

Молибден

Отсутствие

Mo1; Mo2

Ванадий

Отсутствие

V1

ЦД-25

Св-07Х25Н13

10Х25Н13

Ниобий

Отсутствие

Nb1; Nb3

ОЗЛ-4

Хром

Содержание
(20 — 30 %)

Cr6

ОЗЛ-6

Никель

Содержание
(10 – 15 %)

Ni2

Кремний

Содержание
(менее 1,0 %)

Si2

ОЗЛ-5

Св-04Х19Н9С2

10Х24Н14С2

Хром

Содержание
(20 — 28 %)

Cr6

Никель

Содержание
(12 — 16 %)

Ni2

Кремний

Содержание
(1,5 — 2,6 %)

Si2

ЦТ-10

Св-10Х16Н25М6

10Х15Н25М6

Никель

Содержание
(20 — 30 %)

Ni2

НИАТ-5

Хром

Содержание
(12 — 18 %)

Cr6

Молибден

Содержание
(4 — 8 %)

Mo1; Mo2
(линии Mo очень яркие)

* Рекомендации разработаны Мосэнергоремонтом совместно
с ЦНИИТМАШ.

** Анализ на содержание хрома производится с целью
недопущения случаев использования высоколегированных присадочных материалов (с
содержанием хрома свыше 4 %) для сварки изделий из низколегированных сталей.

*** Анализ на содержание никеля производится с целью
недопущения случаев ошибочного использования высоколегированных хромоникелевых
присадочных материалов (с содержанием никеля свыше 4 %) для сварки изделий из
хромистой стали.

Надежная
эксплуатация стилоскопа требует бережного обращения и ухода за ним. Стилоскоп
необходимо регулярно осматривать, очищать от грязи и пыли.

Особое
внимание следует обращать на чистоту оптических деталей прибора. Удалять пыль с
оптических поверхностей разрешается только беличьей кисточкой или салфеткой из
мягкой ткани, делать это надо осторожно, чтобы избежать образования на них
царапин. Нельзя оптические детали трогать пальцами, т.к. это приводит к
появлению жировых пятен, удаление которых требует большого опыта. Следы
случайных прикосновений пальцев надо удалять немедленно, применяя салфетку из
неворсистой ткани, слегка смоченную в чистом этиловом спирте. Застарелые пятна
не поддаются чистке, а недостаточно чистые растворители могут дать
дополнительные загрязнения.

Уход за
генератором заключается в периодической очистке контактов искрового разрядника
от окислов (не чаще чем через 500 ч работы) и удалении пыли с наружных и
внутренних частей генератора.

Зачистка
контактов разрядника производится шлифовальной шкуркой. Поверхность разрядника
после зачистки должна быть ровной, царапины и другие повреждения поверхности не
допускаются.

Ремонт и
регулировка генератора должны производиться обученным электриком.

Проверка
сопротивления изоляции проводов генератора осуществляется раз в три месяца
мегомметром на 500 в, с записью результатов проверки в журнале лаборатории.

В нерабочем
состоянии стационарные приборы закрываются чехлом, а переносные помещаются в
ящики.

VI. РАБОТА С ПЕРЕНОСНЫМ СТИЛОСКОПОМ СЛП-2

1. Место производства работ со
стилоскопом должно быть оборудовано однофазной сетью переменного тока
напряжением 110 — 220 в и частотой 50 гц, рассчитанной на силу тока до 12 а с
установкой штепсельной розетки и подведением заземляющего провода.

2. Во избежание радиопомех,
создаваемых генератором, работать на установке разрешается на расстоянии не
менее 100 м от жилых зданий и служб радио, связи. Если требуется работа на
меньшем расстоянии, то следует применять фильтр по схеме на рис. 27. Работа со стилоскопом допускается
как на открытом воздухе в интервале температур от -25 до +35 °С и относительной
влажности до 80 %, так и в закрытом помещении при тех же условиях.

Рис. 27. Схема защиты от радиопомех.

1 — рубильник или электрическая розетка; 2 —
электрический кабель к стилоскопу; 3 — конденсаторы 0,05 мкф
´ 600 в; 4 — плавкие
предохранители

3. Перед началом работы необходимо
проверить исправность генератора и соединительных проводов, а также целость
защитного стекла стилоскопа и отсутствие на нем пятен. Смотровую насадку
стилоскопа следует протереть салфеткой из чистой мягкой ткани.

4. Установить режим питания генератора
в соответствии с напряжением сети.

Переходные
колодки генератора при выпуске с завода поставлены в положение 220 в, поэтому
их перестановка производится только в случае работы от сети напряжением 110 в.
При длительных перерывах в работе и по ее окончании обязательна перестановка
переходных колодок в гнезда, обозначенные надписью «220 в». Питание стилоскопа
от генератора производится посредством соединительного кабеля с
четырехштырьковой муфтой, штыри которой вставляются и закрепляются в гнездах
выходной панели генератора, после чего к клемме на кожухе генератора
подсоединяется защитный контур.

5. Генератор подключается в
электрическую сеть при помощи штепсельной розетки. Свечение сигнальной лампочки
в корпусе генератора указывает на включение его под напряжение.

Если работа
ведется в искровом режиме при напряжении сети 110 в, то присоединение прибора к
сети производится рубильником закрытого типа, перед которым должны
устанавливаться плавкие предохранители.

Во избежание
утечки токов высокой частоты надо следить, чтобы провода, соединяющие генератор
и стилоскоп, не переплетались между собой и по возможности не касались
металлических предметов.

6. После того как установка готова для
проведения анализа, стилоскоп (рис. 28)
берется правой рукой за ручку, и постоянный электрод прибора устанавливается
таким образом, чтобы упорный контакт уперся в меньшую из зачищенных площадок
(опорную), а электрод оказался против середины больной (аналитической)
площадки. При этом маховичок со шкалой рекомендуется установить в среднее
положение. Пальцем правой руки нажимают пусковую кнопку выключателя,
находящегося на ручке стилоскопа, и одновременно наклоняют прибор в сторону
аналитической площадки объекта до возникновения разряда, при этом расстояние
между электродом и объектом анализа должно быть порядка 1 — 3 мм. Если разряд
не возникает, то следует отключить генератор, проверить правильность включения
прибора и исправность предохранителей.

7. После образования дуги перемещением
головки регулятора искрового разрядника генератора следует добиться устойчивого
спокойного горения.

8. При нормальном горении производится
наблюдения спектра, который должен иметь достаточную яркость с резкими четкими
линиями. Размытость линий и недостаточная яркость спектра устраняются небольшим
наклоном прибора или разворотом поворотной призмы (маховичок). Резкое свечение
спектральных линий достигается вращением накатанного кольца окуляра. Вращением
маховичка осуществляется поворот диспергирующей призмы, вызывающей перемещение
спектра в поле зрения окуляра и таким образом находится искомая область
спектра.

Рис. 28. Переносной стилоскоп СИП-2:

1 — налобник; 2 — окуляр; 3 — маховичок со шкалой; 4 —
маховичок разворота поворотной призмы; 5 — постоянный электрод

9. Режим работы генератора, во
избежание его перегрева должен быть кратковременным — 5 мин работы, 5 мин
перерыва.

10. По окончании анализа прибор
выключается отжатием кнопки на рукоятке прибора, которая во время работы
удерживается в нажатом состоянии. По окончании работы генератор отключают от
сети. Стилоскоп и генератор тщательно протирают и помещают в ящики.

11. Если работа проводится на открытом
воздухе в яркий солнечный день или при наличии ветра, то условия для наблюдения
спектра могут ухудшаться из-за уменьшения его яркости. Это обстоятельство
является следствием попадания рассеянного света через входное отверстие
стилоскопа, длительной адаптации зрения и перемещения дуги. Для предотвращения
этого явления участок, где производится анализ, рекомендуется оградить
щитами-экранами.

12. Чтобы избежать отпотевания при
переносе прибора из среды с низкой температурой в теплое помещение, необходимо
стилоскоп и генератор переносить в плотно закрытых ящиках. Открывать ящики
можно лишь тогда, когда прибор примет температуру окружающей среды. Например,
при переносе стилоскопа из среды с температурой -40 °С в помещение с
температурой +18 °С требуется 2 — 3 ч.

VII. РАБОТА СО СТАЦИОНАРНЫМ СТИЛОСКОПОМ СЛ-11

1. Работа со стационарным стилоскопом
производится только в помещении пункта спектрального анализа.

2. С помощью стилоскопа возможен
анализ изделий любой формы и размеров, имеющих вес не более 6 кг.

3. Расстояние между аналитической
площадкой изделия и рабочей поверхностью постоянного электрода прибора должно
равняться приблизительно 3 мм. Это расстояние устанавливается при помощи
съемного калибра, помещенного в прорезь столика, до упора с электродом.
Перемещение электрода по высоте и горизонтали осуществляется поворотом
соответствующих маховичков прибора.

Анализируемое
изделие размещается на столике таким образом, чтобы зачищенная площадка
находилась против зачищенной поверхности постоянного электрода. Для удержания
мелких изделий служит винтовой прижим. Менять образцы на столике разрешается
только при выключенном стилоскопе.

4. В зависимости от принятого по
условиям анализа режима ручка переключателя тока становится в положение «2» или
«4», соответствующие 2 и 4а, и генератор включается под напряжение. Если дуга
(искра) не зажглась, то следует отрегулировать расстояние (промежуток) между
контактами искрового разрядника. На задней стенке прибора имеется легко
открывающаяся крышка для доступа к разряднику. Горение должно происходить
стабильно без перерывов.

При
отсутствии разряда прибор отключается от сети и проверяется исправность его
предохранителей. В случае перегорания предохранителей они заменяются новыми.
Если после замены предохранителей дуга (искра) не зажигается, то генератор
подлежит ремонту.

5. Оператор устанавливает окуляр в
положение наибольшей резкости при нормальном горении дуги и поворотом маховичка
со шкалой вводит в середину поля зрения ту область спектра, в которой
определяется искомый элемент.

6. После проведения анализа генератор
выключается и прибор тщательно протирается. После окончания работы и на время
длительных перерывов прибор накрывается защитным чехлом.

7. Проверенная деталь (образец)
нумеруется и маркируется. Результаты анализа записываются в журнал «регистрации
анализов» и выдаются заказчику в форме протокола.

VIII. МЕРЫ БЕЗОПАСНОСТИ ПРИ РАБОТЕ СО СТИЛОСКОПОМ

1. К работе со стилоскопом допускаются
лица не моложе 18 лет, прошедшие медицинское свидетельствование, специальное
обучение, проверку знаний настоящих методических указаний и правил техники
безопасности при обслуживании теплосилового оборудования электростанции,
имеющие на руках удостоверение на право работы со стилоскопом. Работа со
стилоскопом допускается только в присутствии второго лица, являющегося его
помощником.

2. Перед направлением на работу со
стилоскопом оператор и помощник должны пройти инструктаж по безопасным методам
работы со стилоскопом с записью в журнале инструктажа.

3. Устройство электропроводки на 127 —
220 в с установкой штепсельной розетки (рубильника), подводки заземляющего
провода к месту работы со стилоскопом и заземление его корпуса должно
выполняться электромонтером. Выполнение этих работ оператором запрещается.

Заземление
стилоскопа производится путем соединения с контуром защитного заземления
электростанции. В качестве заземляющего провода разрешается применять гибкий
медный провод сечением не менее 4 мм2.

4. Включение в сеть незаземленного
стилоскопа запрещается.

5. Работать со стилоскопом без
специальной одежды диэлектрических перчаток и калош запрещается. При работе
вблизи ремонтируемого или монтируемого оборудования оператор должен иметь на
голове защитный шлем.

6. Прикасаться к головке и электродам
включенного в сеть стилоскопа запрещается, так как электроды при этом могут
находиться под опасным для жизни человека напряжением. Установка постоянного
электрода, зачистка и регулировка его положения производится только после
отключения стилоскопа от электросети.

7. Нельзя касаться руками электродов
до полного их остывания во избежание ожогов.

8. Запрещается оставлять стилоскоп
включенным (горит сигнальная лампочка) в сеть в перерывах между проводимыми
анализами и по окончании работ. Следует иметь в виду, что отсутствие свечения
сигнальной лампочки, смонтированной в корпусе генератора, еще не означает
отключения стилоскопа от электросети, так как сигнальная лампочка может быть
неисправна.

9. Работа со стилоскопом запрещается:

а) внутри
резервуаров, газоходов и топок;

б) на сырой
почве, на открытых площадках в дождливую погоду, а также с мокрым, влажным и
запотевшим стилоскопом;

в) в
помещении, где может образовываться концентрация взрывоопасных газов.

10. Проведение анализов на действующем
оборудовании, находящимся под давлением, разрешается при условии, что толщина
стенки подлежащего анализу оборудования должна быть не менее 3 мм.
Оборудование, подлежащее анализу и находящееся в горячем состоянии при
температуре выше 60 °С, должно иметь тепловую изоляцию за исключением участков
размером не более 100´300 мм,
необходимых для размещения электродов стилоскопа. В этом случае оператор должен
работать в брезентовом костюме и очках. Лицо оператора должно быть по
возможности закрыто. Одному оператору разрешается производить за смену не более
10 анализов.

11. Ввиду того, что искровой
электрический разряд и электрическая дуга, образующиеся при работе стилоскопа,
излучают вредные для зрения невидимые ультрафиолетовые лучи, при производстве
работ со стилоскопом в местах значительного скопления людей рабочее место
оператора должно ограждаться ширмой или щитом. При регулировании электрической
дуги или искрового разряда оператору рекомендуется пользоваться очками с
обычными прозрачными стеклами, т.к. такое стекло задерживает ультрафиолетовое излучение.

12. Перед началом работы со
стилоскопом, а также при каждой передаче его для работы другому лицу должна
производиться дезинфекция смотровой насадки прибора путем протирки ее ватным
тампоном, смоченным этиловым спиртом.

13. В случае необходимости проведения
анализов на высоте должны сооружаться леса и помосты согласно требованиям ПТБ.

14. Лица, работающие по спектральному
анализу, имеют право на дополнительный отпуск по вредности продолжительностью
шесть дней, в соответствии с приложением к постановлению Государственного
комитета Совета Министров СССР по вопросам труда и заработной платы и
Президиума ВЦСПС от 12 июля 1963 г. № 198/П-17, раздел XXXVII,
параграф I, пункт «К».

IX. УСТРОЙСТВО И ОБОРУДОВАНИЕ ПУНКТА СПЕКТРАЛЬНОГО
АНАЛИЗА

1. Пункт спектрального анализа
организуется в зданиях, расположенных вдали от механизмов, вызывающих вибрацию.

Запрещается
организация пункта в помещении, где производятся химические анализы, так как
пары щелочей и кислот могут испортить приборы.

2. Пункт размещается в сухом и
отапливаемом помещении, снабженном естественным и искусственным освещением,
водопроводом, канализацией, приточно-вытяжной вентиляцией, электрическими
вводами и вводами заземления.

Естественное
освещение должно обеспечить при боковом свете коэффициент естественной
освещенности не менее 1,5 %, а светильники общего освещения на уровне рабочих
мест освещенность не менее 75 лк при лампах накаливания и не менее 200 лк при
люминесцентных лампах.

Приточно-вытяжная
вентиляция должна обеспечить поддержание чистоты воздушной среды; допустимое
содержание озона не более 0,0001 мг/л, окиси углерода не более 0,03 мг/л и
окислов азота не более 0,005 мг/л.*

* Правила
по устройству и содержанию лабораторий и пунктов спектрального анализа,
обязательные для всех министерств, ведомств и учреждений. Издательство АН СССР,
1963.

Приточная
вентиляция снабжается фильтром тонкой очистки, препятствующим попаданию пыли в
помещение пункта, и приспособлением для подогрева воздуха в зимнее время. Проверка
чистоты воздушной среды производится два раза в год.

Температура
воздуха в помещении должна поддерживаться в пределах 18 — 25 °С при
относительной влажности не выше 75 %. Площадь пункта выбирается из расчета не
менее 8 м на один стилоскоп и 2 м на участок по подготовке образцов и
электродов. Стены помещения окрашиваются масляной краской светлых тонов. Полы
делаются деревянными и покрываются линолеумом. Окна помещения должны быть
оборудованы легко опускающимися светонепроницаемыми шторами. Окна, выходящие на
юг, дополнительно снабжаются светлыми шторами.

3. Основное оборудование пункта
составляет: стационарный стилоскоп, переносной стилоскоп и ударно-искровой
пробоотборник.

В инвентарь
пункта включается: стол для стационарного стило-скопа длиной 150 см, шириной 80
см, высотой 120 — 125 см, верстак, письменный стол, шкаф картотечный для
эталонов, шкаф для анализируемых проб, шкаф для приборов, книжный шкаф, стулья,
винтовые табуреты, позволяющие менять высоту сидения и пишущая машинка.

К приборам
должны иметься следующие запасные части: сигнальные электрические и неоновые
лампочки, плавкие предохранители и пакетные выключатели.

Каждый
переносной стилоскоп должен иметь комплект:

сигнальные
лампочки……………………………………………………………………. 2
шт.

предохранители…………………………………………………………………………….. 2
шт.

защитные
стекла для стилоскопа…………………………………………………… 3
шт.

напильники…………………………………………………………………………………… 2
шт.

эталоны………………………………………………………………………………………… 1
комплект

салфетки……………………………………………………………………………………….. 2
шт.

блокнот,
измерительная рулетка, отвертка, дисковый электрод, часовая отвертка, мелкая
наждачная бумага и мел по 1 шт.

Количество

приборов (табл. 4)
определяется объемом ежедневных анализов.

Таблица 4

Перечень
вспомогательного оборудования, материалов и инструмента, необходимых для
организации пункта спектрального анализа

Вспомогательное оборудование

Инструмент

Материалы

Заточный
настольный станок ЗЭС-2 с двумя кругами до 150 мм.

Настольный
токарный станок.

Молоток
весом 100 — 200 г

Драчевые
и личневые напильники

Электролитическая
листовая медь толщиной 1 — 2 мм и прутковая медь диаметром 6 — 15 мм

Легкая
электрическая шлифовальная машинка С-480 и пневматическая машина ПШМ 08-60.

Параллельные
тиски, часовые тиски.

Измерительный
прибор-тестор ТТ-1.

Настольный
вентилятор. Рубильник трехполюсный небольшого размера закрытого типа,
смонтированный на изолирующей подставке.

Электрическая
дрель

Ножовочный
станок с полотнами.

Электрический
паяльник, плоскогубцы, кусачки, ножницы, отвертки разных размеров, часовые
отвертки, штангенциркуль, буквенные и цифровые клейма, алмаз или стеклорез,
лабораторные щипцы, пинцеты, измерительная рулетка, шлифовальная шкурка.

Стекло
толщиной 1,5 — 2 мм. Блокноты, бумага писчая и оберточная.

Калька
чертежная. Журнал для записи анализов, розетки, смонтированные на изолирующей
подставке, бланки протокола анализов, набор эталонов, таблицы
спектральных линий для видимой области спектра, салфетки из мягкой ткани и
салфетки из ткани неворсистой, спирт этиловый, резиновый баллон, емкостью 100
— 150 см3, краска для цветной маркировки металла и кисти, асбест
листовой, чертежные принадлежности, изоляционная лента, металлические коробки
для раскаленных электродов, мел кусковой, провод ШРПС 3
´2,5, канифоль, припой.

4. В пункте необходимо иметь
специальную одежду и защитные средства по количеству работающих: халат,
комбинезон, брезентовый костюм, брезентовые рукавицы, каску, диэлектрические
боты, диэлектрические перчатки, диэлектрические коврики и очки с обыкновенным
стеклом.

При выездной работе на других предприятиях специальная одежда и
защитные средства выдаются заказчиком, для которого производится работа, во
временное пользование на период проведения работ.

Приложение I

ЛЕГИРОВАННЫЕ СТАЛИ И ПРИСАДОЧНЫЕ МАТЕРИАЛЫ В
КОТЛОТУРБОСТРОЕНИИ

1. Трубы паропровода, поверхностей
нагрева, коллекторы (камеры)

Марка стали

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Вольфрам

Прочие элементы

16М

0,12 — 0,20

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,4 — 0,60

£ 0,3

15ГС

0,12 — 0,18

0,70 — 1,00

0,9 — 1,3

£ 0,3

£ 0,3

12МХ

0,09 — 0,16

0,15 — 0,30

04 — 0,7

0,4 — 0,60

0,4 — 0,6

15ХМ

0,11 — 0,16

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,4 — 0,55

0,8 — 1,1

£ 0,25

12Х1МФ
(12ХМФ)

0,08 — 0,15

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,25 — 0,35

0,9 — 1,2

£ 0,25

0,15 — 0,30

15Х1М1Ф

0,10 — 0,16

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,90 — 1,10

1,1 — 1,4

£ 0,25

0,20 — 0,35

12Х2МФБ
(ЭИ-531)

0,08 — 0,12

0,40 — 0,70

0,4 — 0,7

0,50 — 0,70

2,1 — 2,6

£ 0,25

0,20 — 0,35

Ниобий
0,5 — 0,8

12Х2МФСР

0,08 — 0,15

0,40 — 0,70

0,4 — 0,7

0,50 — 0,70

1,6 — 1,9

£ 0,25

0,20 — 0,35

Бор
0,002 — 0,005

1Х11В2МФ

0,10 — 0,15

£ 0,50

0,5 — 0,8

0,60 — 0,90

10,0 — 12,0

£ 0,6

0,15 — 0,30

1,7 — 2,2

1Х14Н14В2М
(ЭИ257)

£ 0,15

0,3 — 0,8

£ 0,7

0,45 — 0,60

13,0 — 15,0

13,0 — 15,0

2,0 — 2,75

Х18Н10Т
(ЭЯ1Т)

£ 0,12

£ 0,8

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

9,0 — 11,0

Титан
(% С — 0,02)
´ 5 — 0,7

Х18Н12Т

£ 0,12

£ 0,8

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

11,0 — 13,0

Титан
(% С — 0,02)
´ 5 — 0,7

1Х14Н18В2БР
(ЭИ695Р)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

13,0 — 15,0

18,0 — 20,0

2,0 — 2,75

Ниобий
0,9 — 1,3

Церий
£ 0,020

Бор
£ 0,005

Х16Н14В2БР
(ЭП17)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

15,0 — 18,0

13,0 — 15,0

2,0 — 2,75

Ниобий
0,9 — 1,3

Церий
0,020

Бор
0,002 — 0,005

Х16Н16В2МБР
(ЭП184)

0,06 — 0,11

£ 0,8

£ 0,6

0,4 — 0,9

15,0 — 17,0

15,0 — 17,0

2,0 — 3,0

Ниобий
0,6 — 1,0

Бор
0,002 — 0,005

2. Лопатки и крепежные детали

Марка стали

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Вольфрам

Ниобий

Прочие элементы

35Х

0,31 — 0,39

£ 0,20

0,5 — 0,8

0,8 — 0,1

£ 0,25

40Х

0,36 — 0,43

£ 0,20

0,5 — 0,8

0,8 — 1,1

£ 0,25

30ХМ(30ХМА)

0,26 — 0,33

£ 0,20

0,4 — 0,7

0,15 — 0,25

0,8 — 1,1

£ 0,25

35ХМ

0,32 — 0,40

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,15 — 0,25

0,8 — 1,1

25Х1МФ
(ЭИ10)

0,22 — 0,29

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,25 — 0,35

1,5 — 1,8

£ 0,25

0,15 — 0,30

20Х1М1Ф1ТР
(ЭП182)

0,17 — 0,24

£ 0,35

£ 0,5

0,80 — 1,10

0,9 — 1,1

£ 0,5

0,70 — 1,00

Бор
0,005

Титан
0,05 — 0,12

25Х2М1Ф
(ЭИ723)

0,22 — 0,29

0,17 — 0,37

0,40 — 0,70

0,90 — 1,10

2,1 — 2,6

0,30 — 0,50

ЭП44

0,20 — 0,30

£ 0,37

0,50 — 0,80

0,80 — 1,10

1,0 — 1,5

£ 0,45

0,70 — 1,00

0,08 — 0,15

Церий
по расчету

2Х12ВМБФР
(ЭИ993)

0,15 — 0,22

£ 0,50

£ 0,50

0,40 — 0,60

11,0 — 13,0

0,15 — 0,30

0,40 — 0,70

0,20 — 0,40

Бор
0,003

15Х12ВМФ
(ЭИ802)

0,12 — 0,18

£ 0,40

0,50 — 0,90

0,50 — 0,70

11,0 — 13,0

0,40 — 0,80

0,15 — 0,30

0,70 — 1,10

1X11МФ
(15Х11МФ)

0,12 — 0,19

£ 0,50

£ 0,70

0,60 — 0,80

10,0 — 11,5

0,25 — 0,40

1X13
(ЭЖ1)

0,09 — 0,15

£ 0,60

£ 0,60

12,0 — 14,0

2Х13(ЭЖ2)

0,16 — 0,24

£ 0,60

£ 0,60

12,0 — 14,0

1X11В2МФ
(ЭИ756)

0,10 — 0,15

£ 0,50

0,50 — 0,80

0,60 — 0,90

10,0 — 12,0

£ 0,60

0,15 — 0,30

1,70 — 2,20

ЭИ400

£ 0,07

£ 1,5

£ 1,5

2,00 — 3,00

16,0 — 19,0

11,0 — 14,0

ЭИ405

£ 0,12

£ 0,80

0,5 — 1,0

2,00 — 2,50

15,0 — 17,0

12,5 — 14,5

Ниобий
0,95 — 1,25

ЭИ612

£ 0,12

£ 0,6

1,00 — 2,00

14,0 — 16,0

34,0 — 38,0

2,80 — 3,50

Титан
1,1 — 1,5

ЭИ612К

£ 0,10

£ 0,5

1,00 — 2,00

14,0 — 16,0

34,0 — 38,0

2,80 — 3,50

Бор
0,010

Титан
1,2 — 1,6

Кобальт
3,5 — 4,5

ЭИ388

0,38 — 0,47

0,90 — 1,40

6,00 — 8,00

0,65 — 0,95

14,0 — 16,0

6,0 — 8,0

1,5 — 1,9

3Х19Н9МВБТ (ЭИ572)

0,28 — 0,35

£ 0,80

0,80 — 1,50

1,00 — 1,50

18,0 — 20,0

8,0 — 10,0

1,00 — 1,50

0,2 — 0,5

Титан
0,2 — 0,5

ЭИ607

£ 0,08

£ 0,80

£ 1,00

15,0 — 17,0

Основа

1,0 — 1,5

Железо
£ 3,0

Алюминий
0,5 — 1,0

Титан
1,8 — 2,3

ЭИ607А

£ 0,08

£ 0,8

£ 1,0

15,0 — 17,0

Основа

1,0 — 1,5

Железо
£ 3,0

Алюминий
0,5 — 1,0

Титан
1,4 — 1,8

ЭИ765

0,10 — 0,16

£ 0,6

£ 0,5

3,0 — 5,0

14,0 — 16,0

Основа

4,0 — 6,0

Железо
£ 3,0

Бор
£ 0,01

Алюминий
1,7 — 2,2

Титан
1,0 — 1,4

ХН80Т
(ЭИ437)

£ 0,08

£ 1,0

£ 0,5

19,0 — 23,0

Основа

Алюминий
0,4 — 1,1

Титан
2,0 — 2,9

3. Поковки, роторы, диски, диафрагмы

Марка стали

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Вольфрам

Ниобий

Прочие элементы

40Х

0,36 — 0,43

£ 0,20

0,5 — 0,8

0,8 — 1,1

40Н

0,37 — 0,45

0,17 — 0,37

0,5 — 0,8

£ 0,30

0,8 — 1,2

20ХМ

0,15 — 0,25

0,17 — 3,37

0,4 — 0,7

0,15 — 0,25

0,8 — 1,1

34ХМ

0,30 — 0,40

0,17 — 3,35

0,4 — 0,7

0,20 — 3,30

0,9 — 1,3

£ 0,50

34ХМ1А

0,30 — 0,38

0,17 — 0,37

0,4 — 0,7

0,40 — 0,55

0,9 — 1,2

Р2

0,22 — 0,30

0,30 — 0,50

£ 0,60

0,60 — 0,80

1,5 — 1,8

£ 0,30

0,2 — 0,3

15ХМФКР
(П1)

0,12 — 0,18

0,17 — 0,37

0,4 — 0,6

0,9 — 1,2

1,0 — 1,3

0,25 — 0,35

Кобальт
1,2 — 1,5

Бор
0,005 — 0,008

34ХН1М

0,30 — 0,40

0,17 — 0,37

0,5 — 0,8

0,2 — 0,3

1,3 — 1,7

1,3 — 1,7

34ХН2М

0,30 — 3,40

0,17 — 0,37

0,5 — 0,8

0,25 — 0,40

0,8 — 1,2

1,75 — 2,25

34ХНЗМ

0,30 — 0,40

0,17 — 0,37

0,5 — 0,8

0,25 — 0,40

0,7 — 1,1

2,75 — 3,25

34ХНЗМФ

0,30 — 0,40

0,17 — 0,37

0,5 — 0,8

0,25 — 0,40

1,2 — 1,5

3,00-3,50

ЭИ415

0,16 — 0,24

0,17 — 0,37

0,25 — 0,50

0,35 — 0,55

2,8 — 3,3

0,60 — 0,85

0,30 — 0,50

1Х11МФ
(15Х1МФ)

0,12 — 0,19

£ 0,50

£ 0,70

0,60 — 0,80

10,0 — 11,5

0,25 — 0,40

15Х12ВМФ
(ЭИ802)

0,12 — 0,18

£ 0,40

0,50 — 0,90

0,50 — 0,70

11,0 — 13,0

0,4 — 0,8

0,15 — 0,30

0,70 — 1,10

1Х12В2МФ
(ЭИ756)

0,10 — 0,17

£ 0,50

0,5 — 0,8

0,60 — 0,90

11,0 — 13,0

£ 0,3

0,15 — 0,30

1,70 — 2,20

4Х14Н14В2М

0,40 — 0,50

£ 0,80

£ 0,70

0,25 — 0,40

13,0 — 15,0

13,0 — 15,0

2,00 — 2,75

ЭИ400

£ 0,07

£ 1,5

£ 1,5

2,00 — 3,00

16,0 — 19,0

11,0 — 14,0

Х18Н10Т
(ЭЯ1Т)

£ 0,12

£ 0,80

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

9,0 — 11,0

Титан
(% С — 0,02)
´ 5 — 0,7

Х18Н12Т

£ 0,12

£ 0,80

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

11,0 — 13,0

Титан
(% С — 0,02)
´ 5 — 0,7

ЭИ724

0,07 — 0,12

£ 0,70

0,8 — 1,5

15,0 — 17,0

12,5 — 14,5

£ 1,4

Ниобий
1,4

ЭИ405

£ 0,12

£ 0,8

0,5 — 1,0

2,0 — 2,5

15,0 — 17,0

12,5 — 14,5

0,95 — 1,25

0Х18Н12Б
(Х18Н111Б, ЭИ402)

£ 0,08

£ 0,8

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

11,0 — 13,0

8 ´ % С до 1,20

1Х14Н18В2БР
(ЭИ695Р)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

13,0 — 15,0

18,0 — 20,0

2,00 — 2,75

Церий
£ 0,020

Ниобий
0,9 — 1,3

Бор
£ 0,005

Х16Н14В2БР
(ЭП17)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

15,0 — 18,0

13,0 — 15,0

2,00 — 2,75

Церий
0,020

Бор
0,002 — 0,005

Ниобий
0,9 — 1,3

Х16Н16В2МБР
(ЭП184)

0,06 — 0,11

£ 0,8

£ 0,6

0,4 — 0,9

15,0 — 17,0

15,0 — 17,0

2,00 — 3,00

Бор
0,002 — 0,005

Ниобий
0,6 — 1,0

1Х14Н18В2БР
(ЭИ726)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

13,0 — 15,0

18,0 — 20,0

2,00 — 2,75

0,9 — 1,3

Бор £ 0,025

Церий Н.б. 0,020

1Х14Н14В2МТ
(ЭИ257 с титаном)

£ 0,15

£ 0,8

£ 0,7

0,45 — 0,60

13,0 — 15,0

13,0 — 15,0

2,00 — 2,75

0,5 — 0,8

Титан 0,5

1Х14Н18В2Б
(ЭИ695)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

13,0 — 15,0

18,0 — 20,0

2,00 — 2,75

0,9 — 1,3

Х23Н18
(ЭИ417)

£ 0,20

£ 1,0

£ 2,0

22,0 — 25,0

17,0 — 20,0

ЭИ388

0,38 — 0,47

0,9 — 1,4

6,0 — 8,0

0,65 — 0,95

14,0 — 16,0

6,0 — 8,0

1,5 — 1,9

ЭИ395

£ 0,12

0,5 — 1,0

1,0 — 2,0

5,50 — 7,00

15,0 — 17,5

24,0 — 27,0

Азот
0,10 — 0,20

ЭИ612

£ 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

14,0 — 16,0

34,0 — 38,0

2,8 — 3,5

Титан
1,1 — 1,5

ЭИ612

£ 0,10

£ 0,5

1,0 — 2,0

14,0 — 16,0

34,0 — 36,0

2,8 — 3,5

Титан
1,2 — 1,6

Бор
0,01

Кобальт
3,5 — 4,5

ЭИ607К

£ 0,08

£ 0,8

£ 1,0

15,0 — 17,0

осн.

1,0 — 1,5

Титан
1,4 — 1,8

Алюминий
0,5 — 1,0

Железо
Н.б. 3,0

4. Литые детали турбин, котлов и арматуры

Марка стали

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Вольфрам

Титан

Ниобий

20ГСЛ

0,16 — 0,22

0,6 — 0,8

1,0 — 1,3

20ХМЛ

0,15 — 0,25

0,2 — 0,42

0,41 — 0,9

0,4 — 0,6

0,4 — 0,7

£ 0,3

20ХМФЛ

0,18 — 0,25

0,2 — 0,40

0,6 — 0,9

0,5 — 0,7

0,9 — 1,2

£ 0,3

0,2 — 0,3

15Х1М1ФК1РЛ
(П1-Л)

0,12 — 0,18

0,17 — 0,37

0,4 — 0,6

0,9 — 1,2

1,0 — 1,3

0,25 — 0,35

Бор
0,005 — 0,008

Кобальт
1,2 — 1,5

15Х2М2ФБС
(П3)

0,13 — 0,18

0,70 — 1,00

0,5 — 0,8

1,2 — 1,5

1,8 — 2,3

0,25 — 0,40

0,08 — 0,15

15Х1М1ФЛ

0,14 — 0,20

0,20 — 0,40

0,6 — 0,9

0,9 — 1,2

1,2 — 1,7

£ 0,3

0,25 — 0,40

1Х11МФБЛ
(15Х11МФБЛ)

0,12 — 0,18

£ 0,6

0,6 — 1,0

0,8 — 1,05

10,0 — 12,0

0,5 — 0,9

0,2 — 0,3

0,1 — 0,2

Х11ЛБ

0,12 — 0,19

£ 0,5

0,5 — 1,0

0,6 — 0,80

10,5 — 12,0

0,6 — 1,0

0,25 — 0,30

0,8 — 1,1

12Х11В2НМФ (ЦЖ5)

0,10 — 0,15

0,17 — 0,40

0,6 — 0,8

0,6 — 0,8

10,5 — 12,5

0,8 — 1,0

0,20 — 0,35

1,7 — 2,2

ЛА-3

0,12 — 0,18

£ 0,55

£ 1,0

1,8 — 2,2

13,0 — 15,0

13,0 — 15,0

0,40 — 0,60

1,3 — 1,8

0,1 — 0,3

0,3 — 0,5

ЛА-6

0,11 — 0,15

£ 0,55

0,5 — 1,0

1,7 — 2,1

13,0 — 15,0

13,0 — 15,0

1,25 — 1,65

(%
С
´ 8 — 10) до 1,2

1Х15Н9В3БЛ
(ЦЖ-15)

0,08 — 0,12

0,4 — 0,6

1,0 — 1,5

15,0 — 16,5

8,5 — 10,0

3,00 — 4,00

(8
´ % С) Н.б. 1,2

Х18Н10ТЛ

£ 0,12

£ 0,8

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

8,0 — 11,0

(%
С — 0,02)
´ 5 — 0,7

Х18Н12ТЛ

0,08 — 0,12

£ 0,8

1,00 — 2,0

17,0 — 19,0

11,0 — 13,0

(%
С — 0,02)
´ 5 — 0,7

ЭИ402МЛ

£ 0,12

£ 0,55

0,5 — 1,0

0,9 — 1,2

16,0 — 18,0

9,5 — 11,5

1,1
— (9
´ % С)

Х25Н13ТЛ

0,14 — 0,20

£ 0,6

1,0 — 1,5

23,5 — 26,0

12,0 — 14,0

0,1 — 0,18

Азот
0,1 — 0,16

26-20

0,20 — 0,40

0,60 — 1,5

0,5 — 1,0

23,0 — 27,0

19,0 — 22,0

5. Пружины, рессоры

Марка стали

Содержание основных химических элементы, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Прочие элементы

60С2

0,57 — 0,65

1,50 — 200

0,60 — 0,90

£ 0,30

£ 0,40

50ХФА

0,46 — 0,54

0,17 — 0,37

0,50 — 0,80

0,8 — 1,1

£ 0,40

Ванадий
0,10 — 0,20

ЭИ723

0,22 — 0,30

0,17 — 0,37

0,50 — 0,80

0,90 — 1,10

2,1 — 2,5

Ванадий
0,30 — 0,50

4Х10С2М
(ЭИ107)

0,35 — 0,45

1,9 — 2,6

£ 0,7

0,70 — 0,90

9,0 — 10,5

3X13

0,25 — 0,34

£ 0,6

£ 0,6

12,0 — 14,0

4X13

0,35 — 0,44

£ 0,6

£ 0,6

12,0 — 14,0

Х20Н14С2
(ЭИ211)

£ 0,2

2,0 — 3,0

£ 1,5

19,0 — 22,0

12,0 — 15,0

ЭИ612

£ 0,12

£ 0,6

1,00 — 2,00

14,0 — 16,0

34,0 — 38,0

Вольфрам
2,8 — 3,5

Титан
1,1 — 1,5

6. Листы

Маржа стали

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Хром

Никель

Вольфрам

Титан

Прочие элементы

Х13Н18В2БР
(ЭИ695Р)

0,07 — 0,12

£ 0,6

1,0 — 2,0

13,0 — 15,0

18,0 — 20,0

2,0 — 2,75

Ниобий
0,90 — 1,30

Бор
0,005

Церий
0,020

Х18Н10Т
(ЭЯ1Т)

£ 0,12

£ 0,8

1,0 — 2,0

17,0 — 19,0

9,0 — 11,0

(%
С — 0,02)
´ 5 — 0,7

Х23Н13
(ЭИ319)

£ 0,2

£ 1,0

£ 2,0

22,0 — 25,0

12,0 — 15,0

7. Сварочная проволока

Марка проволоки

Содержание основных химических элементов, %

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Прочие элементы

Св-10МХ

£ 0,12

0,12 — 0,35

0,40 — 0,70

0,40 — 0,60

0,45 — 0,65

£ 0,30

Св-10ХМ

£ 0,12

0,12 — 0,35

0,40 — 0,70

0,40 — 0,60

0,80 — 1,10

£ 0,30

Св-08ХМФ

£ 0,10

0,12 — 0,35

0,60 — 0,70

0,60 — 0,80

1,00 — 1,40

£ 0,30

0,15 — 0,35

Св-08ХГСМФ

£ 0,10

0,60 — 0,90

1,20 — 1,60

0,50 — 0,70

0,95 — 1,25

£ 0,30

020 — 0,40

Св-08ХЭМФБ

£ 0,10

0,12 — 0,35

0,40 — 0,70

0,60 — 0,80

2,20 — 2,60

£ 0,30

0,15 — 0,35

Ниобий
0,2 — 0,5

Св-06X14

£ 0,38

0,30 — 0,70

0,30 — 0,70

13,0 — 15,0

£ 0,60

Св-10Х1ЫНМ

0,08 — 0,15

0,25 — 0,55

0,35 — 0,65

0,60 — 0,90

10,5 — 12,0

0,60 — 0,90

0,25 — 0,50

Св-10X13

0,08 — 0,15

0,30 — 0,70

0,30 — 0,70

12,0 — 14,0

£ 0,60

Св-10Х11ВМФН

0,08 — 0,13

0,30 — 0,60

0,36 — 0,65

1,00 — 1,30

10,50 — 12,0

0,80 — 1,10

0,25 — 0,50

Вольфрам 1,00 — 1,40

Св-04Х19Н1М3

£ 0,06

£ 0,60

1,00 — 2,00

2,00 — 3,00

18,00 — 20,0

10,0 — 12,0

Св-08Х19Н10Б

0,05 — 0,10

£ 0,70

1,20 — 1,70

18,50 — 20,5

9,0 — 10,5

Св-07Х25Н13

£ 0,09

0,50 — 1,00

1,00 — 2,00

23,00 — 26,00

12,0 — 14,0

Св-04Х19Н9С2

£ 0,06

2,00 — 2,75

1,00 — 20

18,00 — 20,00

8,0 — 10,0

Св-10Х16Н25М6

0,08 — 0,12

£ 0,60

1,00 — 2,00

5,50 — 7,00

15,00 — 17,50

24,0 — 27,0

8. Наплавленный металл (электроды)

Марка электрода

Содержание основных химических элементов, % (по
паспортным данным)

Углерод

Кремний

Марганец

Молибден

Хром

Никель

Ванадий

Ниобий

Вольфрам

ЦУ-2ХМ

0,06 — 0,12

0,15 — 0,45

0,50 — 0,90

0,40 — 0,70

0,70 — 1,00

ЗиО-20

0,07 — 0,12

0,15 — 0,40

0,60 — 0,90

0,40 — 0,70

0,80 — 1,25

0,30

УОНИ-13ХМ

£ 0,11

0,18 — 0,35

0,35 — 0,65

0,35 — 0,60

0,35 — 0,60

УОНИ-13/НЖ

£ 0,10

0,50 — 1,20

1,00 — 2,00

16,0 — 20,0

8,0 — 11,0

ЦЛ-11

£ 0,12

£ 1,30

£ 2,50

19,0 — 23,0

8,0 — 10,4

0,70 — 1,30*

ЦЛ-14

0,06 — 0,12

£ 0,35

0,40 — 0,80

0,40 — 0,70

0,30 — 0,60

ЦЛ-20

0,08 — 0,13

0,15 — 0,45

0,50 — 0,90

0,40 — 0,70

0,60 — 1,20

0,10 — 0,35

ЦЛ-20М

0,07 — 0,12

0,18 — 0,40

0,65 — 1,00

0,40 — 0,75

0,90 — 1,30

0,30

0,18 — 0,35

ЦЛ-25

£ 0,12

£ 1,00

£ 2,50

23,0 — 27,0

11,5 — 14,0

ЦЛ-26М

0,08 — 0,13

0,15 — 0,45

0,50 — 0,90

0,70 — 1,00

2,4 — 3,00

0,25 — 0,50

0,35 — 0,65

ЦЛ-32

0,11 — 0,16

£ 0,5

0,30 — 0,80

0,90 — 1,20

10,0 — 12,5

0,70 — 1,20

0,30 — 0,40

0,9 — 1,4

ЦЛ-36

0,08 — 0,12

0,15 — 0,40

0,60 — 0,90

0,75 — 1,00

1,0 — 1,4

0,70 — 0,90

0,20 — 0,35

0,08 — 0,20

ЦЛ-38

0,06 — 0,12

0,20 — 0,45

0,50 — 0,90

0,40 — 0,70

0,7 — 1,0

ЦЛ-39

0,08 — 0,13

0,20 — 0,45

0,60 — 0,90

0,40 — 0,70

0,8 — 1,2

0,15 — 0,35

ЦЛ-40

0,08 — 0,13

0,25 — 0,55

0,60 — 0,90

0,70 — 1,00

1,7 — 2,20

0,25 — 0,50

0,10 — 0,30

ЦТ-7

£ 0,13

£ 1,00

£ 3,00

1,80 — 3,30

16,5 — 20,5

8,5 — 12,5

0,30 — 0,75

ЦТ-10

0,08 — 0,14

0,15 — 0,50

1,00 — 2,50

4,7 — 6,7

13,5 — 17,0

23,5 — 26,5

ЦТ-15

£ 0,12

0,15 — 0,80

£ 2,20

17,5 — 21,5

8,5 — 10,4

0,65 — 1,00*)

ЦТ-15-1

£ 0,12

£ 1,30

£ 2,50

19,0 — 23,0

8,0 — 10,4

0,70 — 1,30

ЦТ-26

0,085

0,35

1,4

1,7

16,0

8,2

ЦТ-26-1

0,085

0,35

1,4

1,7

17,2

8,0

КТИ-5

£ 0,13

£ 1,00

£ 3,00

1,8 — 3,3

16,5 — 20,5

8,5 — 2,5

0,30 — 0,75

ЭА-400/10У

£ 0,09

£ 0,60

£ 3,00

2,0 — 3,1

16,5 — 19,5

9,0 — 12,0

0,30 — 0,75

ОЗЛ-4

£ 0,12

£ 1,00

£ 2,50

23,0 — 27,0

11,5 — 14,0

ОЗЛ-5

£ 0,14

1,20 — 2,20

£ 2,00

22,0 — 25,0

12,8 — 15,0

ОЗЛ-6

£ 0,12

£ 1,0

£ 2,50

23,0 — 27,0

11,5 — 14,5

*
Содержание не менее 8
´ С

Примечание.
Наплавленный металл электродами НИАТ-5 и ЭА-395/9 по химическому составу аналогичен
металлу, наплавленному электродом ЦТ-10.

Приложение II

Примерный перечень основных деталей*
котлотурбоагрегатов, проверяемых с помощью стилоскопа

Наименование оборудования (узлов)

Проверяемые детали

Время проведения анализа

I Основные трубопроводы: паропроводы, их байпасы,
дренажи, арматура, питательные линии

Трубы.

Крепежные
детали:** шпильки, гайки.

Фланцевые
соединения, фасонные и литые части: фланцы, штуцеры, отводы, переходы,
крестовины.

Паросборные
камеры: корпуса, днище.

Хомуты
подвижных и неподвижных опор, подвесок.

До
монтажа (ремонта) и после окончания монтажных (ремонтных) работ.

Напорная,
регулирующая и предохранительная арматура: корпуса, крышки, разъемные кольца,
упорные диски, опорные кольца, детали затвора, шпиндели.

При
ревизии и после установки по месту работы.

II.
Пароперегреватели и экраны

При
блочной поставке: коллекторы (корпуса, донышки, штуцеры) и все доступные для
анализа трубы

Перед
установкой на агрегат, а также в случае повреждения при монтаже и ремонте.

При
поставке россыпью, изготовлении на месте и ремонте: все трубы и коллекторы
(корпуса, донышки, штуцеры)

Трубы
до сварки и перед установкой на агрегат. Коллекторы — до установки на
агрегат.

III. Детали турбин

Стопорные,
регулирующие, отсечные клапана и блоки: корпуса, крышки, патрубки, штоки***.

В
период монтажа и ревизии или ремонта.

Сопловые
коробки: корпуса

Трубы:
паровпускные и перепускные

Корпус
ц.с.в.д., ц.в.д. и ц.с.д. нижняя и верхняя половины

Диафрагмы:
нижняя и верхняя половины.

Ротор:
вал, лопатки (выборочно
~ 20 %) и насадные диски.

В
период монтажа и ревизии или ремонта.

* Если они
по проекту должны быть выполнены из легированной стали.

** Также
проверяются в позиции III.

***
Детали, имеющие упрочнения, проверяются в неупрочненных местах.

Перечень сварных швов и
присадочных материалов, проверяемых с помощью стилоскопа

№ п.п.

Наименование объекта анализа

Объем анализа

Время проведения анализа

1

Металл
швов сварных соединений трубопроводов, код-лекторов и труб поверхностей
нагрева, выполненных всеми видами электродуговой и газовой сварки с
применением в соответствии с проектом легированных присадочных материалов

1.
Все заводские, монтажные и ремонтные швы главных паропроводов и коллекторов
свежего пара.

После
окончания монтажных или сварочных работ.

2.
Все вновь выполненные швы трубопроводов и коллекторов диаметром 150 мм и
выше.

После
окончания сварочных работ.

3.
Вновь сваренные швы вспомогательных трубопроводов и коллекторов диаметром от
100 до 150 мм в объеме не менее 20 % от общего числа однотипных стыков, но не менее трех, выполненных каждым сварщиком на
данном агрегате.

-»-

4.
Вновь сваренные швы трубопроводов и труб поверхностей нагрева диаметром до
100 мм, в количестве не менее 5 % (но не менее трех) от всех однотипных швов,
выполненных каждым сварщиком на данном агрегате.

-»-

2

Присадочные
материалы легированных марок

1.
Сварочная проволока: каждая бухта,
моток, катушка.

Анализ
производится на образцах, согласно разделу
II пункта 2 настоящих
методических указаний перед выдачей присадочных материалов руководителю
сварочных работ.

2.
Электроды: каждая партия.

Примечание: Однотипными стыками считаются сварные соединения
труб из стали одной марки, имеющие одинаковую конструкцию и форму разделки
кромок, выполненные по единому технологическому процессу и отличающиеся друг
от друга, как по наружному, так и по толщине стенки труб не более чем на 50 %
в одну сторону.

Приложение III

    ШТАМП                                                                                          Образец
заполнения

организации

производящей

спектральный

анализ

ПРОТОКОЛ № 81

от 10 марта 1968 г.

Спектрального
анализа деталей паропровода котла № 4, корпуса № 5, блока № 2 ГРЭС № 6
Мосэнерго, г. Михайловск

Параметры пара:
температура — 570 °С

                                                                        давление
— 140 ат

Контроль
проводился на смонтированном оборудовании

№ п.п.

Наименование детали уела, № по чертежу

Размер, мм

Количество, шт.

Содержание легирующих элементов, %

Марка стали

Примечания

в соответствии с произведенным анализом

по проекту

1

2

3

4

5

6

7

8

1

Труба
63-64

273´28

1

Cr-0,6
Мо-0,6

12МХ

12Х1МФ
(12ХМФ)

2

Труба
64-65

273´28

1

Cr-1,0
Мо-0,6

15ХМ

12Х1МФ
(12ХМФ)

3

Труба
66-67

273´28

1

Cr-1,0
Мо-3,5 V-0,3

12Х1МФ
(12ХМФ)

12Х1МФ
(12ХМФ)

4

Задвижка
65-66

Ду-200

1

5

Корпус
(501-200-1)

1

Cr-0,7
Мо-0,6

20ХМЛ

20ХМФЛ

6

Крышка
(501-202-1)

1

Cr-1,0
Мо-0,6 V-0,3

20ХМФЛ

20ХМФЛ

7

Шпилька
2, 3

2

Cr-1,5
Мо-1,0 V-0,3

25Х2МФА
(ЭИ-10)

25Х2М1Ф
(ЭИ-723)

8

Шпилька
6

1

Сr-2,5
Мо-1,0 V-0,5

25Х2М1Ф
(ЭИ-723)

25Х2М1Ф
(ЭИ-723)

9

Шпилька
1, 4, 5, 7 — 12

9

Cr-1,0

35Х
или 40Х

25Х2М1Ф
(ЭИ-723)

10

Гайка
1, 7

2

Cr-1,5
Мо-0,3 V-0,3

25Х2МФА
(ЭИ-10)

25Х2М1Ф
(ЭИ-10)

11

Гайка
2, 3 — 6, 8 — 12

10

Cr-10,0
Мо-0,6 V-0,3
W-2,0

1Х11В2МФ
(ЭИ-756)

25Х2М1Ф
(ЭИ-10)

Начальник лаборатории                                                                             /подпись/

Оператор                                                                                                      /подпись/

Примечания: 1. Если прибывшее оборудование не связано с №
котла (турбины), то в протоколе указывается только наименование этого
оборудования.

2. Указывается место проведения анализов: в
мастерской, на монтажной площадке, на смонтированном оборудовании и т.д.

3. В графе «примечания» записывается № сертификата и
маркировка (при анализе до установки на агрегате).

4. При отклонении содержания легирующих элементов от
ГОСТ, что имеет место при анализе сталей импортных марок, и отсутствии по ним
данных графы «6» и «7» не заполняются.

5. Допускается изменение формы протокола, при
условии, что количество обязательной информации, отраженной в нем, не будет
уменьшено.

СОДЕРЖАНИЕ




Глава 1 Введение

Цель данной книги — сформировать базовые знания о супергетеродинных анализаторах спектра и рассказать о недавних достижениях в развитии их возможностей.

В самых общих чертах анализатор спектра можно описать как частотно-избирательный вольтметр, реагирующий на амплитуду и настроенный так, чтобы отображать среднеквадратичное значение синусоидальной волны. Важно осознавать, что анализатор спектра не является измерителем мощности, несмотря на то, что он способен напрямую отображать значение мощности. Если нам известен какой-нибудь параметр синусоидальной волны (например, пиковое или среднее значение) и известно сопротивление, через которое мы измеряем это значение, мы можем настроить наш вольтметр на отображение мощности. С преимуществами цифровой технологии, современные анализаторы спектра обладают куда более широкими возможностями. В данной книге будут рассмотрены простейшие анализаторы спектра, а также множество дополнительных возможностей, предоставленных развитием цифровой технологии и цифровой обработки сигналов.

Частотная область против временной области

Прежде чем начать подробно рассматривать анализатор спектра, зададимся вопросом: «А что же такое вообще спектр, и зачем нам его измерять и анализировать?» Обычной и естественной системой отсчета для нас является время. Мы замечаем, когда происходит то или иное событие. Это включает и события электрического характера. Можно использовать осциллограф и наблюдать мгновенное значение величины какого-то электрического явления (или любого другого явления, переведенного в вольты посредством надлежащего преобразователя) в зависимости от времени. Иными словами, мы используем осциллограмму для наблюдения формы сигнала во временной области

Теория Фурье1 гласит, что любое электрическое явление во временной области состоит из одной или нескольких синусоидальных волн с соответствующими частотами, амплитудами и фазами. То есть можно преобразовать сигнал во временной области в его эквивалент в частотной области. Измерения в частотной области способны показать, сколько энергии имеется на каждой конкретной частоте. При надлежащей фильтрации такой сигнал, как на Рис. 1-1, может быть разложен на отдельные синусоидальные волны, или спектральные составляющие, которые затем можно оценить независимо друг от друга. Каждая такая волна описывается амплитудой и фазой. Если сигнал, который мы хотим исследовать, — периодический (как в нашем случае), то по теории Фурье составляющие его синусоидальные волны будут разнесены в частотной области на 1/Т, где Т – это период сигнала2.

Рисунок 1-1. Сложный сигнал во временной области
  1. Жан Баптист Фурье, 1768 – 1830, французский математик и физик, открывший, что периодические функции могут быть представлены последовательностью синусов и косинусов.
  2. Если же сигнал появляется лишь раз, то его спектральным представлением будет непрерывное множество синусоидальных волн.

Некоторые измерения требуют получения полной информации о сигнале – частоты, амплитуды и фазы. Такого рода анализ называется векторным анализом сигнала и рассматривается в документе Agilent Application Note 150-15, Vector Signal Analysis Basics. Современные анализаторы спектра способны проводить различного рода векторные измерения сигнала. Однако, другая обширная группа измерений не включает определения фазовых соотношений между синусоидальными составляющими. Такой тип анализа сигнала называется спектральным анализом. Поскольку спектральный анализ более прост для понимания и одновременно необычайно полезен на практике, мы сперва рассмотрим то, как анализаторы спектра осуществляют измерения для спектрального анализа, начиная с Главы 2.

Теоретически, чтобы осуществить преобразование из временной области в частотную область, сигнал должен быть оценен на всем промежутке времени, то есть до ± бесконечности. Однако, на практике мы всегда ограничиваемся каким-то конечным периодом, когда проводим измерение. Преобразование Фурье также может быть осуществлено и из частотной области во временную. В этом случае, опять же, теоретически нам надо знать все спектральные составляющие в диапазоне частот до ± бесконечности. На самом же деле, производя измерения только в той области частот, в которой содержится наибольшая часть энергии сигнала, можно получить вполне приемлемые результаты. При преобразовании Фурье из частотной области очень важно знать фазу индивидуальных составляющих. Например, прямоугольный периодический сигнал, переведенный в частотную область и обратно, может превратиться в пилообразный, если не были зафиксированы фазы.

Что такое спектр?

Так чем же является спектр в контексте нашего обсуждения? Спектр – это набор синусоидальных волн, которые, будучи надлежащим образом скомбинированы, дают изучаемый нами сигнал во временной области. На Рис. 1-1 показана волновая форма сложного сигнала. Давайте предположим, что мы ожидали увидеть чисто синусоидальный сигнал. И хотя форма явно демонстрирует нам, что сигнал не является чистой синусоидой, она не дает определенного ответа на вопрос о причинах данного явления. На Рис. 1-2 показан наш сложный сигнал во временной и в частотной области. В частотной области показана амплитуда для каждой синусоидальной волны в спектре в зависимости от частоты. Как видно, в данном случае спектр состоит лишь из двух волн. Теперь мы знаем, отчего наш сигнал не является чистой синусоидой: в нем содержится еще одна волна, вторая гармоника в нашем случае. Означает ли это, что измерения во временной области можно вообще не проводить? Отнюдь. Временная область является предпочтительной для многих измерений, а для некоторых является единственно возможной. К примеру, только во временной области можно измерить длительность фронта и спада импульса, выбросы и биения.

Рисунок 1-2. Соотношение между временной и частотной областями

Для чего измерять спектр?

У частотной области есть свои плюсы в плане измерений. Мы уже видели на Рис. 1-1 и 1-2, что частотная область гораздо удобнее для определения гармонического состава сигнала. Те, кто занимаются беспроводной связью, очень заинтересованы в определении внеполосного и паразитного излучения. Например, сотовые радиосистемы должны проверяться на наличие гармоник несущего сигнала, которые могут вносить помехи в работу других систем, оперирующих на той же частоте, что и гармоники. Инженеры и техники также часто обеспокоены искажением сообщений, модулирующих несущий сигнал. Интермодуляция третьего порядка (то есть две составляющие сложного сигнала, модулирующие друг друга) может причинить много хлопот, поскольку продукты искажений могут попасть в интересуемую полосу частот и не будут надлежащим образом отфильтрованы.

Наблюдение за спектром – еще одна важная сторона измерений в частотной области. Государственные регулирующие структуры распределяют различные частоты для различных радио-служб: телевизионное и радиовещание, сотовая связь, связь правоохранительных органов и спасательных служб, а также множество иных организаций и приложений. Крайне важно, чтобы каждая служба работала только на предназначенной для нее частоте и оставалась в пределах выделенной полосы канала. Передатчики и другие излучатели зачастую могут работать на очень близко расположенных соседних частотах. Для усилителей мощности и других узлов таких систем ключевым параметром для измерения является количество энергии сигнала, просачивающейся в соседние каналы и порождающей интерференцию.

Электромагнитная интерференция (EMI) – это термин, применяемый к нежелательному излучению от преднамеренных и случайных излучателей. Поводом для беспокойства тут служит тот факт, что это нежелательное излучение, будучи передано в эфир или по проводам, может затруднить работу других систем. При разработке и производстве практически любой электрической или электронной продукции необходимо исследовать уровни излучения в зависимости от частоты, и приводить их в соответствие с нормами, устанавливаемыми правительственными органами или индустриальными стандартами. На Рис. с 1-3 по 1-6 показаны некоторые из такого рода измерений.

Рисунок 1-3. Измерение гармонических искажений передатчика
Рисунок 1-4. Радиосигнал GSM и спектральная маска, показывающая границы нежелательных выбросов
Рисунок 1-5. Двухсигнальное тестирование радиочастотного усилителя мощности
Рисунок 1-6. Сопоставление электромагнитного излучения с ограничениями стандарта CISPR11 как часть тестирования на электромагнитную совместимость

Типы измерений

Чаще всего с помощью анализаторов спектра измеряют частоту, мощность, модуляцию, искажения и шум. Знание спектрального состава сигнала очень важно, особенно в системах с полосой частот ограниченной ширины. Переданная мощность также является важным измеряемым параметром. Слишком малая мощность означает, что сигнал не сможет достичь точки назначения. Слишком большая мощность может быстро истощить заряд батарей, создать искажения и чрезмерно повысить рабочую температуру системы.

Измерение качества модуляции может быть важным для того, чтобы обеспечить нормальную работу системы и быть уверенным в том, что информация передается корректно. Измерения коэффициента модуляции, амплитуды боковых полос (частот), качества модуляции и заполнения полосы частот – это примеры самых распространенных измерений при аналоговой модуляции. В случае цифровой модуляции измеряются модуль вектора погрешности, дисбаланс IQ, зависимость неопределенности фазы от времени и ряд других параметров. Более подробно об этих видах измерений рассказано в документе Agilent Application Note 150-15, Vector Signal Analysis Basics.

В сфере коммуникаций и связи измерение искажений очень важно как для приемников, так и для передатчиков. Излишние гармонические искажения на выходе передатчика могут создавать помехи на других коммуникационных частотах. В блоках предусилителей приемника не должно быть интермодуляции, чтобы избежать перекрестного наложения сигнала. Хороший пример – интермодуляция несущих сигналов кабельного телевидения, которые при распространении по распределительной системе вносят искажения в другие каналы этого же кабеля. Распространенными измерениями искажений являются измерения интермодуляции, гармоник и паразитного излучения.

Часто бывает нужно измерить и шум как сигнал. Любая активная цепь или устройство будет генерировать шум. Измерения коэффициента шума и отношения сигнал/шум (С/Ш) являются важными для описания показателей устройства и его вклада в общие показатели системы.

Виды анализаторов сигнала

Хотя в этом руководстве мы концентрируемся на перестраиваемом супергетеродинном анализаторе спектра, существуют и другие архитектуры. Важный не супергетеродинный тип анализатора – тот, что оцифровывает сигнал во временной области, использует методы цифровой обработки сигнала, выполняет быстрое преобразование Фурье (БПФ) и показывает сигнал в частотной области. Одно преимущество подхода с БПФ в том, что появляется возможность характеризовать одновспышечные явления. Другое – в том, что кроме амплитуды можно измерить и фазу. Однако, БПФ-машины имеют некоторые ограничения в сравнении с супергетеродинными анализаторами спектра, в частности — по диапазону частот, чувствительности и динамическому диапазону.

Векторные анализаторы сигнала тоже оцифровывают сигнал во временной области, как и БПФ-машины, но их возможности при этом распространяются и на область СВЧ при помощи понижающих преобразователей, включенных перед АЦП. Такие анализаторы позволяют провести быстрые измерения спектра с хорошим разрешением, демодуляцию и расширенный анализ во временной области. Они особенно полезны для описания сложных сигналов – всплесков, переходного или модулированного сигнала в системах связи, телевещания, радиовещания, в сонарах, а также в приложениях ультразвукового зондирования.

Хотя мы определили анализ спектра и векторный анализ сигнала как отдельные виды измерений, цифровые технологии и цифровая обработка сигналов делают это различие весьма размытым. Здесь критичным является то, на каком этапе сигнал был оцифрован. Раньше, когда цифровые преобразователи были ограничены десятками килогерц, оцифровывался только видео-сигнал анализаторов спектра. Поскольку видео-сигнал не нес никакой информации о фазе, на дисплей выводились только данные об амплитуде. Но даже такое ограниченное использование цифровой технологии давало значительные преимущества: немерцающий дисплей медленных разверток, экранные маркеры, различные виды усреднений, а также вывод данных на компьютеры и принтеры.

Поскольку сигналы, которые требуется измерять, со временем становятся все более и более сложными, последние поколения анализаторов спектра обладают многими возможностями векторного анализа, которые ранее были присущи только БПФ-машинам и векторным анализаторам сигнала. Анализатор спектра может оцифровать сигнал практически непосредственно на входе, либо после некоторого усиления, либо после одной или нескольких ступеней понижающих преобразований. В любом из этих случаев сохраняются относительная фаза и амплитуда. Вдобавок к вышеперечисленным преимуществам, можно провести и истинные векторные измерения. Так что возможности инструмента определяются возможностями цифровой обработки сигнала, присущей непосредственно прибору или дополнительному программному обеспечению, работающему в составе прибора или на компьютере, подсоединенном к анализатору извне. На Рис. 1-7 показан пример такой способности. Отметьте, что символы квадратурной фазовой манипуляции (QPSK) отображаются как скопления ( а не как одиночные точки), индицирующие ошибки в модуляции измеряемого сигнала.

Рисунок 1-7. Анализ модуляции QPSK -сигнала при помощи анализатора спектра

Глава 2 Основные принципы работы анализатора спектра

В этой главе мы сфокусируемся на теоретических основаниях работы анализатора спектра. И хотя современные технологии позволяют заменить множество аналоговых цепей современными цифровыми их воплощениями, весьма полезно будет изучить архитектуру классического анализатора спектра и использовать ее как отправную точку дальнейших обсуждений. Позже мы еще рассмотрим возможности и плюсы спектрального анализа при наличии цифровых узлов. В Главе 3 будут рассмотрены цифровые архитектуры современных анализаторов спектра.

Рисунок 2-1. Структурная схема классического супергетеродинного анализатора спектра

Рис. 2-1 представляет собою упрощенную структурную схему супергетеродинного анализатора спектра. «Гетеродинировать» — означает смешивать, то есть переносить частоту, а «супер» относится к супераудио-частотам или частотам выше звукового диапазона*. Исходя из структурной схемы на Рис. 2-1, видно, что входной сигнал проходит через аттенюатор, а затем через фильтр нижних частот (позже мы поймем, зачем здесь фильтр) на смеситель, где он смешивается с сигналом от гетеродина (локального осциллятора, LO). Поскольку смеситель – нелинейный элемент, на его выходе будут не только два первоначальных сигнала, но и их гармоники, а также суммы и разности первоначальных частот и их гармоник. Если какой-то из продуктов смешения попадает в полосу фильтра промежуточной частоты (ПЧ), то далее он обрабатывается (усиливается и, возможно, сжимается по логарифмической шкале). Он выпрямляется детектором огибающей, оцифровывается и выводится на дисплей. Генератор пилообразного напряжения создает горизонтальное движение по дисплею слева направо, а также перестраивает гетеродин таким образом, что его частота изменяется пропорционально напряжению «пилы».

Если вы знакомы с супергетеродинными АМ-приемниками — теми, что принимают обычные сигналы радиовещания, — вы заметите сильное сходство между ними и структурной схемой на Рис. 2-1. Разница только в том, что сигнал с выхода спектроанализатора подается на дисплей, а не на динамик, и что гетеродин перестраивается электронно, а не вручную.

Раз выходной сигнал анализатора спектра – это кривая в X-Y-плоскости дисплея, давайте посмотрим, какую информацию мы можем из нее получить. Дисплей разграфлен масштабной сеткой на 10 главных горизонтальных полос и, обычно, на 10 главных вертикальных полос. Горизонтальная ось калибруется по частоте, которая увеличивается линейно слева направо. Установка частоты обычно двухэтапный процесс. Сначала мы подгоняем частоту центральной линии масштабной сетки с помощью блока управления центральной частоты. Затем мы подгоняем обзор, приходящийся на все 10 горизонтальных полос, с помощью блока управления полосой обзора. Эти блоки управления независимы, так что если мы меняем центральную частоту, полоса обзора не меняется. Как вариант, мы можем устанавливать начальную и конечную частоты вместо установки центральной частоты и полосы обзора. В любом случае, мы можем определять абсолютную частоту любого сигнала, отображенного на дисплее, и частотную разность двух любых сигналов.

Вертикальная ось калибруется по амплитуде. Обычно предлагается выбор между линейной шкалой, калиброванной в вольтах, и логарифмической шкалой, калиброванной в децибелах. Логарифмическая шкала используется намного чаще, чем линейная, так как позволяет отображать намного больший динамический диапазон. Логарифмическая шкала позволяет одновременно отображать сигналы с перепадом в 70 – 100 дБ (отношения напряжений 3100 – 100000, отношения мощностей 107 – 1010). С другой стороны, линейную шкалу можно использовать для сигналов, отличающихся не более чем на 20 – 30 дБ (отношение напряжений 10 – 32). В любом случае, мы задаем верхнюю линию калибровочной сетки, уровень отсчета, опорный уровень, абсолютную величину с точностью до калибровки1 и используем цену деления горизонтальной полосы, чтобы найти величину другого значения по вертикали. Так мы можем измерить как абсолютную величину сигнала, так и разность амплитуд двух сигналов.

Калибровка шкал по частоте и амплитуде показывается в виде информационной надписи на дисплее. На Рис. 2-2 показан дисплей типичного анализатора спектра. А теперь снова обратим внимание на Рис. 2-1.

Рисунок 2-2. Обычный вид дисплея анализатора спектра с отображением установок управления
  1. см. Главу 4 Амплитудная и частотная точность

Радиочастотный аттенюатор

Первым элементом нашего анализатора является входной радиочастотный аттенюатор. Его назначение – обеспечить подачу на смеситель сигнала приемлемого уровня, дабы избежать перегрузки, сжатия усиления и искажений. Поскольку ослабление – это защитная цепь анализатора, обычно оно устанавливается автоматически, в зависимости от опорного уровня. Однако ручная установка ослабления также доступна – с шагом 10, 5, 2 и даже 1 дБ. На изображенной ниже схеме показан пример цепи аттенюатора с максимальным ослаблением 70 дБ и шагом 2 дБ. Блокирующий конденсатор используется для предотвращения повреждения анализатора сигналом постоянного тока или смещением постоянной составляющей сигнала. К сожалению, он заодно ослабляет и низкочастотные сигналы, чем повышает минимальную начальную частоту анализатора до 100 Гц в случае одних анализаторов и до 9 кГц в случае иных.

В некоторых анализаторах опорный сигнал может быть подведен так, как показано на Рис. 2-3, обеспечивая сигнал с точной амплитудой и частотой, которым анализатор пользуется для автокалибровки.

Рисунок 2-3. Схема цепи входного радиочастотного аттенюатора

Низкочастотный фильтр или преселектор

Низкочастотный фильтр блокирует доступ высокочастотных сигналов в смеситель. Это предотвращает смешение внеполосных сигналов с сигналом гетеродина и дальнейшее появление нежелательных откликов на промежуточной частоте. В микроволновых анализаторах спектра низкочастотный фильтр заменяется преселектором, который является настраиваемым фильтром и отсеивает все частоты кроме тех, которые нам в данный момент нужны. В Главе 7 мы подробнее рассмотрим работу и назначение фильтрации на входе.

Настройка анализатора

Нам нужно знать, как настроить наш анализатор спектра на нужный нам диапазон частот. Настройка есть функция центральной частоты фильтра ПЧ, частотного диапазона гетеродина, и диапазона частот, которые разрешено подавать на смеситель из внешнего мира (тех, которым разрешено проходить через фильтр нижних частот). Из всех продуктов, поступающих со смесителя, два имеют наибольшую амплитуду и поэтому наиболее желательны: это продукт на частоте разности частот гетеродина и сигнала и продукт на частоте суммы этих частот. Если мы сможем сделать так, чтобы интересующий нас сигнал лежал выше или ниже частоты гетеродина на величину ПЧ, то один из нужных нам продуктов смешения попадет в полосу пропускания фильтра ПЧ, будет продетектирован и создаст амплитудный отклик на дисплее.

Как нам выбрать частоту гетеродина и ПЧ, чтобы создать анализатор с желаемым диапазоном частот? Предположим, что мы хотим настроить диапазон 0 – 3 ГГц. Какую ПЧ нужно выбрать? Давайте попробуем выбрать 1 ГГц. Поскольку эта частота находится внутри частотного диапазона настройки, мы можем иметь входной сигнал на частоте 1 ГГц. И поскольку выход смесителя также включает исходные входные сигналы, входной сигнал на частоте 1 ГГц должен давать нам постоянный выход смесителя на ПЧ. Таким образом, сигнал 1 ГГц будет проходить сквозь систему, и давать постоянный амплитудный отклик на дисплее, независимо от настройки гетеродина. В результате будет «дыра» в частотном диапазоне, в которой мы не сможем правильно изучать сигналы, поскольку амплитудный отклик будет независим от частоты гетеродина. Поэтому ПЧ 1 ГГц нам не подходит.

Значит, мы должны выбрать вместо такой ПЧ более высокую частоту, на которую мы должны настраиваться. В анализаторах спектра фирмы Agilent, настраиваемых до частоты 3 ГГц, ПЧ выбирается около 3.9 ГГц. Теперь, если мы желаем настраиваться от 0 Гц (в действительности от некоторой малой частоты, поскольку мы не можем наблюдать сигнал нулевой частоты из-за архитектуры прибора) до 3 ГГц, в каком диапазоне должен перестраиваться гетеродин? Если он стартует с ПЧ (fLO — fIF=0) и перестраивается до частоты, большей, чем ПЧ на 3 ГГц, мы можем покрыть диапазон частот fLO — fIF. Используя эти рассуждения, можем записать уравнение настройки:

Если мы желаем определить частоту гетеродина, необходимую для настройки анализатора на низкую, среднюю и высокую частоты сигнала (скажем, 1 кГц, 1.5 ГГц, 3 ГГц), мы должны сначала переписать уравнение настройки в терминах fLO:

Затем мы должны вставить значения частот сигнала и ПЧ:

На Рис. 2-4 проиллюстрирован процесс настройки анализатора. Здесь fLO недостаточно высока, чтобы продукт смешения с результирующей частотой fLO — fSIG попадал в полосу ПЧ, поэтому не будет отклика на дисплее. Однако если мы подгоним генератор пилообразного напряжения так, чтобы настраивать гетеродин на более высокие частоты, этот продукт смешения попадет в полосу ПЧ в некоторой точке «пилы» (развертки), и мы увидим отклик на дисплее.

Рисунок 2-4. Чтобы на дисплее появился отклик, надо настроить гетеродин на частоту fIF + fsig

Поскольку генератор «пилы» контролирует как горизонтальную позицию луча на дисплее, так и частоту гетеродина, мы можем теперь калибровать горизонтальную ось дисплея в терминах частоты входного сигнала.

Пока мы еще не совсем покончили с настройкой. Что случится, если частота входного сигнала будет 8.2 ГГц? Когда гетеродин перестраивается в своем диапазоне 3.9 – 7.0 ГГц, он достигает частоты (4.3 ГГц), в которой он отличается от 8.2-ГГц сигнала на величину ПЧ. И снова мы имеем продукт смешения на частоте ПЧ, создающий изображение на экране дисплея. Другими словами, уравнение настройки вполне могло бы иметь вид fSIG = fLO — fIF .
Это уравнение говорит, что архитектура на Рис. 2-1 может также привести к диапазону настройки 7.8 – 10.9 ГГц, но только если мы позволим сигналам этого диапазона достичь смесителя. Задачей фильтра нижних частот на Рис. 2-1 является предотвращение попадания сигналов этих высоких частот на смеситель. Мы также желаем не пускать сигналы на самой ПЧ в смеситель, как описано выше, так что фильтр нижних частот должен хорошенько ослаблять сигналы частоты 3.9 ГГц, а также в диапазоне 7.8 – 10.9 ГГц.

В результате, мы можем сказать, что для ВЧ анализатора спектра, полоса обзора которого перекрывается одной перестройкой гетеродина, мы должны выбирать ПЧ больше самой высокой частоты диапазона настройки, делая диапазон перестройки гетеродина от ПЧ до ПЧ плюс верхний предел диапазона настройки, и включать фильтр нижних частот перед смесителем, чтобы вырезать частоты ниже ПЧ.

Чтобы разделить тесно расположенные сигналы (см. далее подпункт Разрешение сигналов), некоторые анализаторы спектра имеют по ПЧ узкую полосу пропускания 1 кГц, другие – 10 Гц, а некоторые даже 1 Гц. Столь узкие фильтры трудно изготовить на центральной частоте 3.9 ГГц. Поэтому мы должны добавить дополнительные каскады смешения, обычно от двух до четырех, для преобразования частот вниз от начальной до конечной. Рис. 2-5 показывает возможную последовательность промежуточных частот, основанную на архитектуре типичного анализатора спектра. Полное уравнение настройки для этого прибора:

Рисунок 2-5. В большинстве анализаторов спектра используется от двух до четырех ступеней смешения для достижения последней ПЧ

Так, упрощая уравнение настройки путем использования только первой ПЧ, приходим к тем же верным ответам. Хотя на рисунке показаны только пассивные фильтры, действительное воплощение включает усиление в более узкополосном каскаде ПЧ. Последняя секция содержит дополнительные узлы – например, логарифмический усилитель или АЦП, в зависимости от конструкции конкретного анализатора.

В большинстве анализаторов радиочастотного спектра нижняя частота гетеродина бывает равна первой ПЧ и даже ниже. Поскольку изоляция между гетеродинным и ПЧ портами смесителя конечна, колебания гетеродина проникают на выход смесителя. Когда частота гетеродина равна ПЧ, сигнал гетеродина обрабатывается системой и появляется на дисплее в виде отклика, как если бы это был сигнал на частоте 0 Гц. Этот отклик, называемый сквозное гетеродинное просачивание, может скрыть сигналы на очень низких частотах, поэтому не все анализаторы включают в отображаемый диапазон частоту 0 Гц.

Усиление ПЧ

Снова взглянув на Рис. 2-1, видим, что следующим узлом структурной схемы является усилитель с переменным коэффициентом усиления. Он используется для подстройки вертикального положения сигнала на дисплее без воздействия на уровень сигнала во входном смесителе. Когда изменяется уровень усиления ПЧ, соответственно изменяется значение опорного уровня, чтобы поддерживать корректное отображение амплитуды сигналов. Обычно, нам вовсе не нужно, чтобы опорный уровень менялся при изменении входного ослабления, поэтому установки ПЧ-усиления и входного аттенюатора сопряжены. Изменение во входном аттенюаторе автоматически вызывает изменение в усилении ПЧ, чтобы устранить эффект изменения входного ослабления и оставить сигнал на том же месте на дисплее, где он и был.

Разрешение сигналов

Следом за усилителем ПЧ в схеме идет секция, состоящая из аналоговых и/или цифровых разрешающих фильтров.

Аналоговые фильтры

Частотное разрешение – это способность анализатора спектра разделять две входные синусоиды на два отдельных отклика. По теории Фурье, вся энергия сигнала чистой синусоидальной волны находится на одной частоте, так что, вроде бы, никаких проблем с разрешением возникать не должно – ведь два сигнала, неважно, насколько близкие друг к другу по частоте, должны отображаться на дисплее в виде двух отдельных линий. Но, внимательно приглядевшись к нашему супергетеродинному приемнику, мы увидим, почему у отображаемых на дисплее сигналов есть вполне ощутимая ширина. На выходе смесителя имеются два исходных сигнала (входной и ПЧ), а также их сумма и разность. Полосовой фильтр определяет промежуточную частоту, и он же пропускает нужный продукт смешения, а остальные сигналы отсеивает. Поскольку входной сигнал – фиксированный, а сигнал гетеродина – качается по частоте, то продукты смешения также будут качаться. Если при этой перестройке или развертке продукт смешения будет проходить через частоту, соответствующую ПЧ, то на дисплее будет отображаться характеристическая кривая полосового фильтра. Взгляните на Рис. 2-6. Самый узкополосный фильтр в последовательности будет определять всю отображаемую ширину полосы, а в архитектуре на Рис. 2-5 это фильтр на ПЧ 21.4 МГц.

Рисунок 2-6. По мере прохождения продукта смешения через фильтр ПЧ, форма АЧХ фильтра вырисовывается на дисплее

Так что два сигнала должны отстоять друг от друга довольно значительно, а иначе их отображения будут накладываться друг на друга и отображаться как один единственный отклик. К счастью, в анализаторах спектра можно переключаться между несколькими полосовыми фильтрами (ПЧ), поэтому обычно имеется возможность выбрать один достаточно узкополосный для того, чтобы различить близкие по частоте сигналы.

В документации на приборы фирмы Agilent разрешающая способность заявлена указанием полос по уровню 3 дБ доступных фильтров ПЧ. Такой вид требования показывает, насколько близко могут находиться друг к другу сигналы – и при этом все еще быть различимы. В данном случае это будет провал приблизительно в 3 дБ между двумя пиками отображаемых сигналов. Судя по Рис. 2-7, сигналы могут находиться и еще ближе друг к другу, прежде чем их отклики начнут полностью сливаться, но полоса по уровню 3 дБ – это хорошее практическое правило для разделения сигналов одинаковой амплитуды 3.

3. Если вы экспериментируете с разрешением на анализаторе спектра с использованием нормального режима (режима розенфелл) детектора (см. Типы детекторов далее в этой главе), то используйте достаточную видео-фильтрацию для создания гладкой кривой. Иначе будет смазывание изображения из-за взаимодействия двух сигналов. И хотя смазанная кривая ясно показывает наличие более чем одного сигнала, амплитуды индивидуальных сигналов определить весьма трудно. Анализаторы с положительно-пиковым режимом, установленного в качестве режима детектора по умолчанию, могут не показывать эффект смазывания. В этом случае смазывание можно наблюдать, включив режим детектора выборки.

Рисунок 2-7. Две синусоиды равной амплитуды, разделенные по частоте на полосу по уровню 3 дБ выбранного фильтра ПЧ, могут быть разрешены

Гораздо чаще мы имеем дело с синусоидами, не равными между собой по амплитуде. В таком случае меньшая синусоида запросто может потеряться под «юбкой» отклика синусоиды с большей амплитудой. Этот эффект показан на Рис. 2-8. Верхний отклик выглядит как единичный сигнал, но на самом деле здесь присутствуют два сигнала: один на частоте 300 МГц (0 дБм), а другой – на 300.005 МГц (-30 дБм). Нижний отклик показан после того, как убран сигнал 300 МГц.

Рисунок 2-8. Низкоуровневый сигнал может затеряться под «юбкой» отклика большего сигнала

Для разрешающих фильтров указывают и другую характеристику: полосовую избирательность (избирательность или коэффициент прямоугольности). Полосовая избирательность помогает оценить разрешающую способность по отношению к неодинаковым синусоидам. Для анализаторов фирмы Agilent полосовая избирательность обычно определяется отношением полосы на уровне 60 дБ к полосе на уровне 3 дБ, как показано на Рис. 2-9. Аналоговые фильтры в анализаторах Agilent имеют четырехполюсную синхронно-настроенную схему с формой АЧХ близкой к гауссовой 4. Такого типа фильтры демонстрируют полосовую избирательность приблизительно 12.7:1.

4. Некоторые старые анализаторы спектра использовали пятиполюсные фильтры для самой узкой полосы разрешения, чтобы достичь улучшенной избирательности примерно 10:1. Современные схемы способны достичь даже лучших значений полосовой избирательности при помощи цифровых фильтров.

Рисунок 2-9. Полосовая избирательность, отношение полос пропускания по уровням 60 дБ и 3 дБ

Например, какую полосу разрешения следует нам выбрать, чтобы различить сигналы, отличающиеся на 4 кГц и 30 дБ друг от друга, с учетом полосовой избирательности в 12,7:1? Поскольку нас интересует ослабление большего сигнала при анализаторе, настроенном на меньший сигнал, нам нет нужды рассматривать всю полосу, а только лишь частотную разность от центральной частоты фильтра до «юбки» АЧХ. Для определения того, насколько низко находится край АЧХ при заданной отстройке, используем следующее уравнение:

Для нашего примера, N=4, а Δf=4000. Давайте для начала попробуем фильтр с полосой разрешения 3 кГц. Сначала вычислим f0:

Теперь можно определить подавление фильтра на отстройке в 4 кГц:

Этого недостаточно, чтобы мы смогли увидеть меньший из 2х сигнал. Давайте, снова рассчитаем H(Δf) для фильтра с полосой 1 кГц:

Это дает нам подавление фильтра:

Таким образом, фильтр с разрешением по полосе в 1 кГц способен выделить меньший сигнал. Это показано на Рис. 2-10.

Рисунок 2-10. 3-кГц-вый фильтр (верхняя трасса) не позволяет различить меньший сигнал; уменьшение полосы разрешения до 1 кГц (нижняя трасса) позволяет это сделать

Цифровые фильтры

В некоторых анализаторах спектра используются цифровые технологии для реализации разрешающих фильтров. Цифровые фильтры предоставляют ряд важных преимуществ, к примеру – значительно улучшенную полосовую избирательность. Анализаторы серии PSA фирмы Agilent задают все полосы разрешения исключительно цифровым способом. В других же моделях – например, в серии ESA-E фирмы Agilent – применяется гибридный подход, используя аналоговые фильтры для широких полос, а цифровые фильтры – для полос в 300 Гц и менее. В Главе 3 будет дано больше информации о цифровых фильтрах.

Остаточная частотная модуляция

Ширина полосы фильтра – это не единственный фактор, влияющий на частотное разрешение анализатора спектра. Стабильность гетеродина анализатора, в особенности первого гетеродина, также вносит свой вклад. Обычно, первый гетеродин – это ЖИГ-перестраиваемый генератор, настраиваемый где-то в диапазоне от 3 до 7 ГГц. В ранних конструкциях анализаторов спектра у этих генераторов имелась остаточная ЧМ в 1 кГц или более. Эта нестабильность передавалась любым продуктам смешения гетеродина, и впоследствии было невозможно определить, что является источником нестабильности: входной сигнал или гетеродин.

Минимальная полоса разрешения определяется — по крайней мере, частично — стабильностью первого гетеродина. Анализаторы, в которых не принято никаких мер по устранению внутренней остаточной ЧМ ЖИГ-генераторов, обычно могут иметь минимальную полосу разрешения в 1 кГц. Однако в современных анализаторах значительно уменьшена остаточная ЧМ. Например, у анализаторов Agilent серии PSA это значение равняется 1-4 Гц, а у серии ESA – 2-8 Гц, что, в принципе, позволяет сузить полосу разрешения до 1 Гц. Так что на сегодняшний день, если мы наблюдаем какую-то нестабильность на анализаторе спектра, это нестабильность входного сигнала.

Фазовый шум

Хотя мы можем и не видеть существующий частотный джиттер гетеродина анализатора спектра, все равно имеется проявление частотной или фазовой нестабильности, которое можно наблюдать: фазовый шум (также называемый односторонним шумом). Нет генераторов с идеальной стабильностью. Все они в какой-то степени частотно- или фазово-модулированы случайным процессом. Как отмечено выше, всякая нестабильность гетеродина переносится в любой продукт смешения гетеродина и входного сигнала. Поэтому боковая полоса, обязанная фазово-шумовой модуляции гетеродина, присутствует вокруг любой спектральной компоненты на дисплее, которая достаточно велика в сравнении с широкополосным остаточным шумом системы (Рис. 2-11). Амплитудная разница между изображаемой на дисплее спектральной компонентой и фазовым шумом есть функция стабильности гетеродина. Чем более стабилен гетеродин, тем ниже фазовый шум. Амплитудная разница есть также функция полосы разрешения. Если мы уменьшим полосу разрешения в десять раз, уровень фазовых шумов уменьшится на 10 дБ 5

5. Этот эффект подобен поведению широкополосного шума; см. далее Главу 5 Чувствительность и шум.

Рисунок 2-11. Фазовый шум виден на дисплее только если отображаемый сигнал достаточно сильно возвышается над уровнем системного шума

Форма фазово-шумового спектра зависит от конструкции анализатора, конкретнее – от сложности реализации схемы ФАПЧ гетеродина. В некоторых анализаторах спектр фазового шума – относительно плоский пьедестал до полосы стабилизирующей петли. В других фазовый шум может затухать как функция отстройки от сигнала. Фазовый шум приводится в размерности дБн, то есть дБ относительно несущей, и нормализуется к 1 Гц полосе мощности шума. Иногда он определяется на конкретных частотных отстройках. Иной же раз приводится кривая, чтобы показать характеристики фазового шума в целом диапазоне отстроек.

В общем, мы можем видеть собственный фазовый шум анализатора только в самых узких разрешающих фильтрах, когда он скрывает нижние области кривой АЧХ этих фильтров. Использование цифровых фильтров, упомянутых выше, не меняет этот эффект. Для более широких фильтров фазовый шум невидим под нижней кромкой АЧХ фильтра, так же как в случае двух неравных синусоид, рассмотренном ранее.

Современные анализаторы спектра позволяют пользователям выбирать различные режимы стабилизации гетеродина для оптимизации фазового шума под разные условия измерений. К примеру, серия измерителей PSA предлагает три режима:

  • Оптимизация фазового шума для частотных отстроек <50 кГц от несущей. В этом режиме фазовый шум гетеродина оптимизируется для близкой области около несущей, ценой ухудшения фазового шума за пределами 50 кГц отстройки.
  • Оптимизация фазового шума для частотных отстроек >50 кГц от несущей. В этом режиме фазовый шум оптимизируется для отстроек более 50 кГц от несущей, особенно для области 70-300 кГц. При этом страдают более близкие области около несущей, и падает скорость обработки при измерении.
  • Оптимизация гетеродина на быструю перестройку. В данном режиме фазовый шум гетеродина повышается на всех отстройках от несущей вплоть до приблизительно 2 МГц. Однако при этом минимизируется время измерения и максимально увеличивается скорость обработки при изменении центральной частоты или полосы обзора.

Оптимизацию фазового шума анализаторов серии PSA также можно установить в автоматический режим, при котором прибор самостоятельно будет изменять свое поведение и оптимизировать скорость или динамический диапазон для различных условий работы. При обзоре ≥10.5 МГц или при разрешающей полосе >200 кГц выбирается режим быстрой перестройки. Для обзоров >141.4 кГц и разрешающих полос >9.1 кГц авто-режим оптимизирует шум для отстроек > 50 кГц. Во всех остальных случаях анализатор оптимизируется для отстроек <50 кГц. Три этих режима показаны на Рис. 2-12а.

Анализаторы серии ESA используют более простую схему оптимизации, предлагая пользователю два режима на выбор: оптимизацию для наилучшего показателя фазового шума и оптимизацию гетеродина для быстрой перестройки, а также режим автоматического переключения между этими двумя.

Рисунок 2-12а. Характеристику фазового шума можно оптимизировать для различных условий измерения
Рисунок 2-12б. Более подробное изображение в области отстроек от несущей до 50 кГц

В любом случае, фазовый шум является принципиальным ограничением способности анализатора различать сигналы с неравными амплитудами. Как видно из Рис. 2-13, мы вполне можем столкнуться с ситуацией, когда мы можем разрешить два сигнала при данных полосе разрешения и избирательности, но обнаружить, что меньший сигнал потерялся под уровнем фазового шума гетеродина.

Время развертки
Аналоговые разрешающие фильтры

Если бы разрешающая способность была единственным критерием, по которому оценивалось качество анализатора спектра, мы бы просто строили анализаторы с наиболее узкими из возможных разрешающими фильтрами ПЧ, и на этом бы успокоились. Но разрешение влияет на время развертки, а оно нам весьма небезразлично. Время развертки напрямую влияет на то, как долго будет проводиться измерение.

Разрешение вступает в игру потому, что фильтры ПЧ – это цепи с ограничением по полосе, которым требуется определенное время на заряд и разряд. Если продукты смешения перестраиваются по частоте через фильтр слишком быстро, происходит потеря в величине отображаемой амплитуды, как видно на Рис. 2-14. (См. Детектор огибающей далее в этой главе, где будет описан иной подход к времени отклика ПЧ). Если подумать о том, как долго продукт смешения находится в полосе пропускания фильтра ПЧ, то окажется, что это время прямо пропорционально ширине полосы и обратно пропорционально развертке в Гц на единицу времени, то есть:

Рисунок 2-13. Фазовый шум может помешать разрешению неравных по амплитуде сигналов
Рисунок 2-14. Слишком быстрая развертка анализатора вызывает уменьшение отображаемой амплитуды и смещение отображаемой частоты

С другой стороны, время роста (длительность переднего фронта) фильтра обратно пропорционально ширине его полосы, и если мы введем коэффициент пропорциональности k, то:

Если приравнять эти два времени и разрешить полученное уравнение относительно времени развертки, то получим:

Значение k лежит в диапазоне от 2 до 3 для синхронно-настроенных окологауссовских фильтров, которые используются в большинстве анализаторов Agilent.

Важным наблюдением является то, что любое изменение в разрешающей способности окажет сильнейшее влияние на время развертки. Большинство анализаторов Agilent обеспечивают величины в последовательности 1, 3, 10 или же в отношениях с шагами, приблизительно равными квадратному корню из десяти. Так что время развертки изменяется примерно в 10 раз с каждым шагом изменения разрешения. Серия приборов PSA предоставляет шаг по полосе всего в 10%, что улучшает компромисс между обзором, разрешением и временем развертки.

Анализаторы спектра автоматически связывают время развертки с обзором и с установкой полосы разрешения. Время развертки подстраивается для поддержания калиброванной картинки на дисплее. Если время анализа превышает максимально доступное, то анализатор выводит сообщение о том, что дисплей не откалиброван. При возникновении необходимости пользователю предоставляется возможность отключить автоматическую установку и выставить время анализа вручную.

Цифровые разрешающие фильтры

Цифровые разрешающие фильтры влияют на время развертки несколько по-иному, нежели аналоговые разрешающие фильтры, о которых только что шла речь. Для анализов с разверткой частоты, применение цифровых фильтров может улучшить скорость измерения в 2-4 раза. Цифровые БПФ-фильтры могут дать даже еще большую разницу. А разница эта появляется из-за того, что анализируемый сигнал обрабатывается частотными блоками, которые варьируются в зависимости от конкретного анализатора. Например, если блок частоты будет 1 кГц, то при выборе полосы разрешения в 10 Гц наш анализатор одновременно обработает данные по каждому 1-килогерцовому блоку через 100 смежных 10-герцовых фильтров. Если бы цифровая обработка была мгновенной, то можно было бы ожидать улучшения времени развертки в 100 раз. На самом деле коэффициент улучшения гораздо меньше, но все равно весьма значителен. Более подробно о преимуществах цифровой обработки будет рассказано в Главе 3.

Детектор огибающей6

6. Не следует путать детектор огибающей с детекторами дисплея. Более подробно см. Типы детекторов далее в этой главе. Дополнительную информацию о детекторах огибающей можно найти в документе Agilent Application Note 1303, Spectrum Analyzer Measurements and Noise.

Анализатор спектра обычно преобразует сигнал ПЧ в видео-сигнал7 при помощи детектора огибающей. В простейшей своей форме, детектор огибающей – это диод, резистивная нагрузка и фильтр НЧ, как показано на Рис. 2-15. Сигнал на выходе тракта ПЧ, в данном примере амплитудно-модулированная синусоидальная волна, поступает на вход детектора. Отклик детектора повторяет изменения в огибающей сигнала ПЧ, но не в мгновенном значении амплитуды самой синусоидальной волны ПЧ.

7. Сигнал с частотой от постоянного тока до некоторой более высокой частоты, определяемой элементами цепи. Исторически, анализаторы спектра с аналоговыми дисплеями напрямую использовали этот сигнал для управления вертикальным отклонением луча ЭЛТ-дисплея. Отсюда и термин видео-сигнал.

Рисунок 2-15. Детектор огибающей

Для большинства измерений мы выбираем полосу разрешения достаточно узкой, чтобы разрешить индивидуальные спектральные компоненты входного сигнала. Если мы зафиксируем частоту гетеродина так, чтобы наш анализатор был настроен на одну спектральную компоненту сигнала, сигнал на выходе тракта ПЧ будет устойчивой синусоидой с постоянной огибающей. Тогда сигнал на выходе детектора огибающей будет постоянным напряжением, и не будет вариаций огибающей, за которыми следовал бы детектор.

Однако случается, что мы сами намеренно выбираем разрешающую полосу настолько широкой, чтобы она включала две или более спектральные компоненты. Иногда у нас даже нет иного выбора. Спектральные компоненты могут быть так тесно расположены по частоте, что не могут быть разделены самым узким разрешающим фильтром. Если предположить, что в полосе пропускания находятся только две спектральные компоненты, то мы получим две взаимодействующие синусоиды, создающие биения, и огибающая сигнала на ПЧ меняется тогда так, как показано на Рис. 2-16, по мере изменения мгновенной разности фаз синусоид.

Рисунок 2-16. Выходной сигнал детектора огибающей следует за пиками сигнала ПЧ

Ширина полосы разрешающего фильтра ПЧ определяет максимальную скорость, с которой может меняться огибающая сигнала ПЧ. Эта полоса определяет, как далеко могут быть разнесены две входные синусоиды, чтобы после смешения они одновременно оказались внутри полосы фильтра. Если предположить, что последняя ПЧ равна 21.4 МГц, а полоса равна 100 кГц, то два входных сигнала, разнесенные между собой на 100 кГц, будут давать продукты смешения на 21.35 и 21.45 МГц, и поэтому удовлетворять критерию. См. Рис. 2-16. Детектор должен быть способен следовать за изменениями огибающей, созданными этими двумя сигналами, но не за самим сигналом промежуточной частоты 21.4 МГц.

Детектор огибающей — это то, что делает анализатор спектра вольтметром. Если мы повторим рассмотренную выше ситуацию и предположим два равных по амплитуде сигнала в полосе пропускания ПЧ в один момент времени, что мы ожидаем увидеть на дисплее? Измеритель мощности показал бы уровень мощности 3 дБ над каждым сигналом, то есть полную мощность двух сигналов. Предположим, что два сигнала так тесно расположены, что анализатор, настроенный на середину частотного интервала между ними, имеет на их частотах пренебрежимо малое ослабление за счет отклонения их частот от центральной частоты фильтра8. Тогда дисплей анализатора покажет кривую, меняющуюся между двойным напряжением каждого (6 дБ) и нулем (минус бесконечность в логарифмической шкале). Мы должны помнить, что два сигнала есть синусоиды (векторы) на различных частотах, и поэтому они непрерывно меняются по фазе друг относительно друга. В один момент времени они складываются точно в фазе, в другой – точно в противофазе.

8. Для данного предположения мы принимаем, что фильтр – идеально прямоугольный.

Итак, детектор огибающей следует за изменениями амплитудных пиков сигнала ПЧ, но не за мгновенными значениями этого сигнала, что выливается в потерю информации о фазе. Это дает анализатору его характеристики как вольтметра.

В случае цифрового воплощения полосы разрешения, аналоговый детектор огибающей не применяется. Вместо этого численно высчитывается корень квадратный из суммы квадратов данных I и Q, что является математическим эквивалентом детектора огибающей. Более подробно о цифровой архитектуре рассказано в Главе 3.

Дисплеи

До середины 70-х годов анализаторы спектра были исключительно аналоговыми устройствами. Отображаемая на дисплее кривая представляла собой непрерывную индикацию огибающей сигнала, и никакой информации при этом не терялось. Однако, у аналоговых дисплеев были свои недостатки. Главной проблемой была необходимость применения долгой развертки при использовании узких полос разрешения. В самых худших случаях на экране отображалась лишь точка, медленно ползущая по экрану ЭЛТ, визуально не дававшая никакой кривой на дисплее. Так что информативной картинки при длительных временах развертки достичь было невозможно.

Agilent Technologies (в то время – часть Hewlett-Packard) ввела в обиход накопительную ЭЛТ с переменным свечением, на дисплее которой можно было регулировать скорость угасания изображения. При надлежащей настройке старая кривая угасала как раз в том месте, где начинала отображаться новая. Изображение было непрерывным, без мерцания и без сбивающих с толку наложений. Новинка работала достаточно хорошо, но требовала перенастройки интенсивности свечения и скорости угасания для каждого нового измерения. Когда в середине 70-х годов стала доступна цифровая схемотехника, она быстро нашла свое применение в анализаторах спектра. Теперь, как только кривая оцифровывалась и записывалась в память, она становилась доступной для постоянного отображения на дисплее. Обновлять картинку на дисплее в режиме без мерцаний, без ранее сопутствующих этому размытия и блеклости, стало проще простого. Данные в памяти обновлялись со скоростью развертки, и, поскольку содержимое памяти отображалось на дисплее в режиме без мерцания, можно было следить за этими обновлениями одновременно с тем, как анализатор проходил по установленной полосе обзора частот, — совсем как на аналоговых приборах.

Типы детекторов

При использовании цифровых дисплеев нам нужно было решить, какое значение должно отображаться в каждой его точке? Неважно, сколько точек отображения мы используем на дисплее – каждая из них должна представлять то, что появилось в рамках некоторого частотного диапазона и (хоть мы, обычно, и не мыслим в терминах времени, когда работаем с анализатором спектра) в течение некоторого интервала времени.

Рисунок 2-17. Какое значение надлежит отображать в каждой точке при оцифровке аналогового сигнала?

Это как если данные за каждый временной интервал заключить в один блок, а затем математически извлечь нужный нам кусочек информации из нашего входного сигнала. Это значение помещается в память и отображается на дисплее. Такой подход обладает большой гибкостью. Здесь мы с вами рассмотрим шесть различных видов детекторов.

На Рис. 2-18 каждый блок содержит данные из частотного и временного интервала, определяемые следующими выражениями:

Частота дискретизации будет различна для разных приборов, но наибольшей точности можно достичь за счет уменьшения полосы обзора и/или увеличения времени развертки, поскольку количество отсчетов в каждом блоке будет увеличиваться в любом из этих случаев. У анализаторов с цифровой ПЧ реализуются в цифровом виде те же операции, что и в АС с аналоговой ПЧ, и обеспечивается такая же непрерывная во времени обработка данных.

Рисунок 2-18. Каждая из 101 точки трассы (они же – блоки) покрывает интервал частоты в 1 МГц и интервал времени в 0.1 миллисекунду

Понятие «блока» очень важно, так как оно поможет нам различать шесть типов детекторов:

Первые три упомянутых детектора – выборки, пиковый и минимально-пиковый, — достаточно просты для понимания и визуально представлены на Рис. 2-19. Нормальный, детектор среднего и квази-пиковый – более сложны, и их мы обсудим чуть позже.

Рисунок 2-19. Сохраняемая в памяти точка трассы зависит от алгоритма выбранного типа детектора

Давайте вернемся к вопросу о том, как нам отобразить аналоговые показания наиболее правдиво при помощи цифровых технологий. Представим себе ситуацию, изображенную на Рис. 2-17, где у нас на дисплее есть только шум и один-единственный сигнал гармонического колебания.

Детектирование выборки

Для первого метода давайте просто изберем в качестве точки данных мгновенный уровень в центре каждого блока (см. Рис. 2-19). Это и будет метод детектирования выборки. Чтобы наша кривая была непрерывной, создадим систему, которая будет соединять наши точки отрезками. Из сравнения Рис. 2-17 и 2-20 очевидно, что картинка у нас получается достаточно правдоподобная. Разумеется, чем больше точек на кривой, тем лучше будет воспроизведение оригинального аналогового сигнала. Количество доступных для отображения точек на дисплее различно для разных анализаторов. На приборах серии ESA и PSA количество точек дисплея для кривых в частотной области может быть установлено от минимальных 101 до максимальных 8192 точек. Как показано на Рис. 2-21, увеличение количества точек, несомненно, приближает нашу картинку к аналоговому оригиналу.

Рисунок 2-20. Использование режима детектирования выборки и десяти точек для отображения сигнала из Рис. 2-17
Рисунок 2-21. Использование большего количества точек дает картинку, более похожую на аналоговое отображение

Хотя метод детектирования выборки хорошо справляется с индикацией случайности шума, в этом режиме неудобно проводить анализ синусоидального сигнала. Если бы мы собрались смотреть 100-МГц гребенку при помощи анализатора Agilent ESA E4407B, его полосу обзора можно установить от 0 до 26.5 ГГц. Даже при 1001 доступной точке дисплея, каждая точка тогда будет представлять блок в 26.5 МГц, что гораздо шире полосы максимального разрешения в 5 МГц.

В результате, истинное значение амплитуды гребенки будет отображаться только в том случае, если продукт смешения случайно попадает точно в центр ПЧ, когда производится взятие точки для отображения. На Рис. 2-22а показана полоса обзора в 5 ГГц с полосой разрешения 1 МГц, отображаемая в режиме детектирования выборки. Зубцы гребенки должны бы быть относительно одинаковы по амплитуде, как показано на Рис. 2-22б (где используется режим пикового детектирования). Следовательно, режим выборки не улавливает все сигналы, и не обязательно отражает истинное пиковое значение отображаемых сигналов. Когда полоса разрешения уже, чем интервал выборки (то есть ширина блока), то выборочный режим может давать ошибочные результаты.

Рисунок 2-22а. Обзор в 5 ГГц 100-МГц гребенки в режиме детектирования выборки
Рисунок 2-22б. Действительная картина гребенки в полосе обзора 500 МГц при использовании максимально-пикового детектирования

Пиковое детектирование (максимально-пиковое)

Одним из способов гарантировать то, что все синусоиды отобразятся со своими реальными амплитудами, является отображение максимальной величины, находящейся в каждом блоке. Это – максимально-пиковый режим детектирования, или просто пиковый режим. Его результат проиллюстрирован на Рис. 2-22б. Пиковый режим является установленным по умолчанию во многих анализаторах, поскольку он гарантирует, что ни одна синусоида не будет пропущена, вне зависимости от соотношения между полосой разрешения и шириной блока. Однако, в отличие от метода выборки, пиковый режим не дает хорошего отображения случайного шума, поскольку он выделяет только максимальное значение в каждом блоке и игнорирует истинную случайность шума. Поэтому анализаторы спектра, использующие пиковый режим по умолчанию, обычно предоставляют режим выборки в качестве альтернативного.

Минимально-пиковое детектирование

Минимально-пиковый режим отображает минимальное значение из каждого блока. Обычно он присутствует в большинстве анализаторов, хотя и не используется так часто, как другие способы детектирования. Отделение гармонических сигналов от импульсных при тестах на электромагнитную совместимость – вот одно из применений минимально-пикового режима. Позже мы еще рассмотрим, как этот режим применяется в процессе идентификации сигналов при использовании внешних смесителей для высокочастотных измерений.

Рисунок 2-23. Сравнение нормального режима дисплейного детектирования и режима выборки при измерении шума

Рисунок 2-23а. Нормальный режим
Рисунок 2-23б. Режим выборки

Нормальное детектирование
Для того чтобы отображать случайный шум лучше, чем это делает пиковый режим, и одновременно избегать проблемы с пропущенными сигналами, как в случае с режимом выборки, во многих анализаторах спектра предлагается режим нормального детектирования, неформально также называемый «розенфелл»9. Если сигнал в рамках одного блока и рос, и падал, что было бы продетектировано максимально- и минимально-пиковым режимами, то алгоритм классифицирует данный сигнал как шум. В таком случае в нечетной точке отображается максимальное значение, а в четной – минимальное, взятое из соответствующих этим точкам блоков (см. Рис. 2-25). На Рис. 2-23а и 2-23б сравниваются нормальный режим и режим выборки.10

  1. Розенфелл – это не имя человека, а описание алгоритма, который определяет, рос (rose) и спадал (fell) ли сигнал в рамках одного блока, представленного точкой на дисплее; иногда может встречаться в текстах как «rose’n’fell».
  2. Из-за своей пригодности для измерения шума, детектор выборки обычно используют в приложениях шумового маркера. Аналогично, измерение мощности канала и мощности соседнего канала требует детектор такого типа, который мог бы выдавать результаты, не искаженные пиковым детектированием. Для анализаторов без усредняющих детекторов, детектор выборки – это наилучший вариант.

Что же будет, если нам попадется синусоидальный сигнал? Мы знаем, что при перестройке продукта смешения через фильтр ПЧ на дисплее отображается кривая АЧХ этого фильтра. Если эта кривая распространяется на множество точек дисплея, то мы сталкиваемся с ситуацией, когда отображаемый сигнал только растет, пока продукт смешения приближается к центральной частоте, а затем только спадает, когда продукт смешения удаляется от центральной частоты. В любом из этих случаев максимально- и минимально-пиковый детекторы обнаружат изменение амплитуды только в одном направлении, и, исходя из алгоритма нормального детектирования, для каждого блока будет отображаться только максимальное значение (см. Рис. 2-24).

Что произойдет, когда полоса разрешения будет узкой относительно ширины блока? Сигнал в рамках блока будет и расти, и спадать. Если блоку случится быть нечетным, то все в порядке. Максимальное значение из этого блока будет построено на экране в качестве следующей точки данных. Однако же, если блок будет четным, то отобразится минимальное значение, взятое из него. В зависимости от соотношения величин полосы пропускания и ширины блока, это минимальное значение может отличаться от истинного пикового значения (того, которое бы мы хотели видеть на дисплее) как незначительно, так и очень сильно. В самом худшем случае, когда ширина блока гораздо больше полосы разрешения, разница между максимумом и минимумом в рамках одного блока будет полной разностью между пиком сигнала и шумом. Это рассмотрено в примере на Рис. 2-25. Взгляните на блок под номером 6. Пиковое значение предыдущего блока всегда сравнивается с таковым из текущего блока. Наибольшее из этих двух значений отображается, если блок – нечетный, как в случае с блоком номер 7. Пик сигнала на самом деле появляется в блоке 6, но не отображается до блока 7.

Рисунок 2-24. Нормальное детектирование отображает максимальные значения из блока там, где сигнал только растет или только спадает

Алгоритм нормального детектирования:

Если сигнал растет и спадает в рамках блока:
Четные блоки отображают минимум (отрицательный пик). Максимум запоминается.
Нечетные блоки отображают максимум (положительный пик), определяемый сравнением пика текущего блока с пиком предыдущего (запомненным).
Если сигнал только растет или только спадает в рамках блока, отображается пик. См. Рис. 2-25.

Этот процесс может привести к тому, что максимум на дисплее может быть сдвинут вправо на одну точку, однако этот сдвиг в процентном отношении от всего обзора дисплея – малая величина. Некоторые анализаторы спектра, например, приборы серии PSA от Agilent, компенсируют этот потенциальный эффект сдвигом начальной и конечной частоты гетеродина.

Другой вид ошибки – это отображение двух пиков вместо одного реального. На Рис. 2-26 показано, что происходит в таком случае. Контур двух пиков показан с применением пикового детектирования с более широкой полосой разрешения.

Итак, пиковое детектирование наилучшим образом справляется с отделением гармонических сигналов от шума. Режим выборки больше всего пригоден для наблюдения шума, а нормальный режим – для наблюдения сигналов и шума одновременно.

Рисунок 2-25. Точки трассы, выбранные алгоритмом нормального детектирования
Рисунок 2-26. Нормальное детектирование отображает два максимума там, где в действительность имеется только один

Детектирование среднего

Хотя характеристики современных цифровых схем модуляции шумоподобны, детектирование выборки не всегда может предоставить нам всю необходимую информацию. Например, при измерении мощности канала сигнала W-CDMA, необходимо интегрирование среднеквадратичных значений. Это измерение связано с суммированием мощностей по целому диапазону частотных блоков анализатора. Режим детектирования выборки такого обеспечить не может.

В то время как анализаторы спектра обычно определяют амплитуду много раз в рамках одного частотного блока, детектирование выборки сохраняет только одно из них и отбрасывает остальные. С другой стороны, детектор среднего использует все данные, собранные в рамках временного (и частотного) интервала блока. Оцифровав данные, и зная условия, при которых они были оцифрованы, можно так или иначе манипулировать этими значениями, чтобы добиться желаемых результатов.

В некоторых анализаторах спектра детектор среднего называется среднеквадратичным детектором, когда он усредняет мощность (основываясь на среднеквадратичном значении напряжения). В анализаторах серий PSA и ESA фирмы Agilent присутствует режим детектирования среднего с возможностью усреднять мощность, напряжение или логарифм сигнала благодаря возможности независимого от других настроек выбора типа усреднения:

Усреднение мощности (среднеквадратичное) – усредняет среднеквадратичные уровни путем вычисления квадратного корня из суммы квадратов данных по напряжению на протяжении интервала одного блока, приведенного к характеристическому входному сопротивлению анализатора спектра (обычно 50 Ом). Усреднение мощности вычисляет реальное значение средней мощности и лучше всего подходит для измерения мощности сложных сигналов.

Усреднение напряжения – усредняет линейные данные по напряжению сигнала детектора огибающей, измеренные за интервал одного блока. Часто используется при исследованиях электромагнитных помех для измерения узкополосных сигналов (подробнее об этом будет рассказано далее). Усреднение напряжения также полезно при наблюдении поведения роста и спада амплитудно-модулированных или импульсно-модулированных сигналов радаров или TDMA (time-division multiple access — множественный доступ с временным разделением, МДВУ) передатчиков.

Логарифмическое (видео) усреднение – усредняет логарифмические значения амплитуды (дБ) сигнала детектора огибающей, измеренные за интервал одного блока. Логарифмическое усреднение отлично подходит для наблюдения синусоидальных сигналов, особенно околошумовых11.

11. см. Главу 5 Чувствительность и шум.

Так, использование детектора среднего в режиме усреднения мощности дает истинное значение средней мощности, основанное на среднеквадратичном значении напряжения. А в режиме усреднения напряжения работает как усредняющий детектор общего назначения. Для режима же логарифмического усреднения другого эквивалента не существует.

Детектирование среднего – это улучшение по сравнению с использованием детектирования выборки для определения мощности. Детектирование выборки требует нескольких разверток для сбора достаточного количества точек данных, чтобы предоставить нам точную информацию о средней мощности. Детектирование среднего превращает измерение мощности канала из суммирования между блоками в интегрирование по временному интервалу, представляющему диапазон частот в анализаторе с разверткой частоты. В анализаторах, основанных на быстром преобразовании Фурье (БПФ-машины),12 эта операция превращается из суммирования по блокам дисплея в суммирование по частотным отсчетам БПФ. И в случае развертки частоты, и в случае БПФ интегрирование захватывает всю доступную информацию о мощности, а не только ту, что выбрана детектором выборки. В результате, детектор среднего обеспечивает результаты с меньшей неопределенностью за то же время. В случае анализа с разверткой частоты он также позволяет уменьшить неопределенность за счет простого увеличения времени развертки.

12. В БПФ-машинах математические вычисления осуществляются в рамках множества частотных блоков одновременно, что улучшает скорость измерения. Подробнее см. Главу 3.

Детекторы электромагнитных помех: детектирование среднего и квази-пиковое

Важной областью применения детектирования среднего является исследование устройств на электромагнитную совместимость. В этом случае усреднение напряжения, как было сказано в предыдущем пункте, используется для измерения узкополосных сигналов, которые могут быть скрыты наличествующим широкополосным импульсным шумом. Детектирование среднего, используемое в соответствующих приборах, берет сигнал детектора огибающей и пропускает его через фильтр низких частот с шириной полосы гораздо меньшей, чем полоса разрешения. Фильтр интегрирует (усредняет) высокочастотные компоненты – такие, как шум. Чтобы осуществить такой тип детектирования на анализаторе спектра старой модели, где нет встроенного усреднения напряжения, установите анализатор в линейный режим и выберите видеофильтр с частотой среза ниже минимальной частоты повторения измеряемого сигнала.

Квази-пиковые детекторы также применяются при исследованиях электромагнитной совместимости. Это, по сути, взвешенная форма пикового детектирования. Измеренная в таком режиме величина спадает при снижении повторяемости измеряемого сигнала. Таким образом, импульсный сигнал заданной амплитуды и с повторяемостью импульса 10 Гц будет иметь меньшее квази-пиковое значение, чем сигнал с той же амплитудой, но с повторяемостью
1 кГц. Взвешивание сигнала осуществляется при помощи цепей с определенными постоянными зарядаразряда и времени отображения, которые устанавливаются в стандарте CISPR13.

13. CISPR — Особая Международная Комиссия по Радиосовместимости, основанная в 1934 году группой международных организаций для регулирования радиопомех. Это негосударственная организация, чьи рекомендуемые стандарты обычно принимаются в качестве базовых стандартов радиосовместимости государственными управляющими агентствами по всему миру.

Квази-пиковое детектирование является способом измерения и исчисления так называемого «фактора раздражения» сигнала. Представьте, что вы слушаете радиостанцию, страдающую от помех. Если вы иногда слышите случайный щелчок из-за шума каждые, допустим, несколько секунд, вы продолжите слушать передачу без каких-либо особых неудобств. Если же этот щелчок начнет повторяться 60 раз в секунду, с той же амплитудой, он станет очень раздражающим, и передачу слушать будет просто невозможно.

Процессы усреднения

В анализаторе спектра есть несколько обработок, сглаживающих вариации в амплитуде огибающей. Первый такой метод – детектирование среднего – мы рассмотрели ранее. Теперь рассмотрим еще два способа: видеофильтрацию и межкадровое усреднение.14

14. Четвертый метод – шумовой маркер – рассмотрен в Главе 5 Шум и чувствительность. Более подробно о нем можно прочитать в документе Agilent Application Note 1303, Spectrum Analyzer Measurements and Noise.

Видеофильтрация

Разглядеть сигнал, близкий к шуму, — это серьезная проблема при проведении измерений электромагнитной совместимости. Анализатор спектра отображает сигналы плюс свой собственный внутренний шум, как показано на Рис. 2-27. Чтобы уменьшить влияние шума на амплитуду изображаемого сигнала, мы часто сглаживаем или усредняем изображаемые данные, как показано на Рис. 2-28. Анализаторы спектра для этой цели включают переменный видеофильтр. Это фильтр нижних частот, расположенный за детектором и задающий полосу видеосигнала, который потом будет оцифрован для получения данных об амплитуде. Частота среза видеофильтра может быть уменьшена до такой степени, когда она становится меньше, чем полоса выбранного разрешающего фильтра ПЧ. Если это произойдет, видеосистема больше не сможет следовать за более быстрыми вариациями огибающей сигналов, проходящих через цепь ПЧ. В результате получается усреднение или сглаживание изображаемого сигнала.

Рисунок 2-27. Анализаторы спектра отображают на дисплее сигнал с шумом
Рисунок 2-28. Картинка дисплея из Рис. 2-27 после сглаживания

Эффект этот наиболее заметен при измерении шума, — в частности, когда используется широкая разрешающая полоса. Когда мы уменьшаем видеополосу, размах вариаций амплитуды шума уменьшается. Как показано на Рис. 2-29, степень уменьшения (степень усреднения или сглаживания) есть функция отношения видеополосы к полосе разрешения. Когда отношение равно 0.01 или меньше, сглаживание очень хорошее; при больших отношениях сглаживание ухудшается. Та часть трассы, которая уже гладка – например, синусоида, хорошо различимая на фоне шума – не подвержена влиянию видеофильтра.

Рисунок 2-29. Эффект сглаживания при отношениях видеополосы и полосы разрешения 3:1, 1:10 и 1:100

Если переключить анализатор в режим пикового детектирования, можно заметить две вещи. Первое: если видеополоса больше полосы разрешения, то изменение ширины полосы разрешения не приводит к заметным изменениям в пиковом размахе флуктуаций шума. Второе: если видеополоса меньше полосы разрешения, то изменение ширины видеополосы заметно влияет на пиковые значения шума. Однако, уровень шума тоже изменяется с изменением ширины видеополосы, поскольку изменяется усреднение (сглаживание), что изменяет в свою очередь пиковые значения сглаженной огибающей шума. См. Рис. 2-30а. Если мы выберем детектирование среднего, мы увидим, что средний уровень шума останется постоянным. См. Рис. 2-30б.

Поскольку у видеофильтра есть свое собственное время переходных процессов, время развертки увеличивается приблизительно обратно-пропорционально ширине видеополосы, когда видеополоса меньше полосы разрешения. Таким образом, время развертки можно описать как:

Анализатор автоматически выставляет время развертки так, чтобы учитывать видеополосу, так же как и полосу обзора, и полосу разрешения.

Рисунок 2-30а. Режим максимально-пикового детектирования: уменьшение видеополосы понижает максимум шума, но не среднее значение
Рисунок 2-30б. Режим среднего детектирования: уровень шума остается постоянным, независимо от соотношения видеополосы и полосы разрешения (3:1, 1:10, 1:100)

Межкадровое усреднение

Цифровые дисплеи предлагают другой способ сглаживания изображения: межкадровое усреднение. Это процесс, совершенно отличный от того способа, который осуществляется при помощи детектирования среднего. Здесь усреднение проводится поточечно, за две или более развертки. В каждой точке дисплея новое значение усредняется с предыдущим усредненным значением:

Таким образом, картинка на дисплее постепенно сходится к среднему за несколько проходов. Как и при видеофильтрации, можно устанавливать степень усреднения и сглаживания. Делается это выбором количества проходов развертки, за которое происходит усреднение. На Рис. 2-31 показано межкадровое усреднение для различного количества проходов. Хотя межкадровое усреднение и не влияет на время развертки, все равно, чтобы достичь желаемого уровня сглаживания, требуется времени примерно столько же, как и при видеофильтрации, потому что необходимо несколько проходов развертки.

Во многих случаях совершенно не важно, какой из способов сглаживания кривых на экране мы выберем. Если сигнал – это шум, или низкоуровневая синусоида, близкая к шуму, мы получим одинаковые результаты, как при видеофильтрации, так и при межкадровом усреднении. Однако, существует и значительная разница между этими способами. Видеофильтрация осуществляет усреднение в режиме реального времени. То есть, мы наблюдаем полный эффект усреднения в каждой точке дисплея по мере прохода развертки. Каждая точка усредняется лишь один раз, за время, примерно равное 1/видеополоса, при каждом проходе развертки. Межкадровое усреднение, с другой стороны, требует нескольких проходов развертки, чтобы достичь полной степени усреднения, и усреднение в каждой точке имеет место лишь за полный период времени, требующегося для совершения нескольких проходов.

Поэтому мы можем получить значительно отличающиеся результаты для некоторых сигналов при использовании разных методов усреднения. Например, сигнал с переменным во времени спектром может показывать разное среднее значение при каждом проходе развертки, когда мы используем видеофильтрацию. Если же мы используем межкадровое усреднение за много проходов, мы получим значение, гораздо точнее соответствующее реальному среднему. См. Рис. 2-32а и 2-32б.

Рисунок 2-31. Межкадровое усреднение за 1, 5, 20 и 100 проходов развертки, сверху вниз (для каждого количества проходов положение трассы намеренно смещено)

Рисунок 2-32. Видеофильтрация и межкадровое усреднение по-разному отражаются на сигнале ФМ-вещания

Рисунок 2-32а. Видеофильтрация
Рисунок 2-32б. Межкадровое усреднение

Временное стробирование

Анализ спектра с временным стробированием позволяет получать информацию о спектре сигналов, занимающих одну область частотного спектра, но разделенных во временной области. При помощи внешнего триггерного сигнала, координирующего разделение исследуемых сигналов, можно осуществлять следующие операции:

  • измерение любого из нескольких сигналов, разделенных во времени; например,можно разделить спектры двух радиосигналов, делящих во времени одну частоту
  • измерение спектра сигнала в одной временной ячейке TDMA-системы
  • выделение спектра сигналов-помех, которые существуют какое-то ограниченное время — например, переходные процессы фронтов периодических импульсов

Для чего нужно временное стробирование

Традиционный анализ спектра в частотной области предоставляет ограниченную информацию о некоторых сигналах. Примерами таких сложных для анализа сигналов являются следующие типы:

  • импульсный радиочастотный сигнал
  • с временным мультиплексированием
  • многостанционный доступ с временным разделением каналов (TDMA)
  • перемежающиеся или уплотненные импульсные
  • модулированные всплеском

Иногда возможность временного стробирования позволяет проводить измерения, которые в ином случае были бы затруднены, если не невозможны вовсе. Например, взгляните на Рис. 2-33а, где показан упрощенный цифровой сигнал мобильной радиосвязи: два источника, #1 и #2, делят во времени один и тот же частотный канал. Каждый источник передает отдельный всплеск длительностью 1 мс, а затем отключается, чтобы другой тоже передал свою 1 мс. Измерить уникальный частотный спектр каждого передатчика – задача не из тривиальных.

К сожалению, традиционные анализаторы спектра с такой задачей справиться не могут. Они просто демонстрируют суммарный спектр, как показано на Рис. 2-33б. Используя возможности временного стробирования и внешний сигнал-триггер, можно увидеть спектр только передатчика #1 (или передатчика #2, если пожелаете), и, вдобавок, идентифицировать его как источник паразитного сигнала, как видно на Рис. 2-33в.

Рисунок 2-33а. Упрощенный вид сигнала цифровой мобильной связи во временной области
Рисунок 2-33в. Спектр стробированного по времени сигнала #1 демонстрирует, что именно он является источником помехи
Рисунок 2-33б. Частотный спектр комбинированного сигнала. Какой из передатчиков порождает паразитный сигнал?
Рисунок 2-33г. Спектр стробированного по времени сигнала #2 показывает, что он не содержит паразитного сигнала

Временное стробирование можно осуществить тремя различными способами, которые мы подробно рассмотрим чуть позже. Однако, существуют определенные общие концепции временного стробирования, применимые к любому способу его воплощения. В частности, вам будет необходимо обеспечить четыре следующие вещи:

  • внешний сигнал-триггер стробирования
  • управление стробированием или режим триггера (по фронту или по уровню)
  • установка задержки стробирования, которая определит, как скоро после включения триггера наступит активность наблюдаемого сигнала
  • установка длительности стробирования, которая определит, как долго будет наблюдаться сигнал

Управление этими параметрами позволит нам наблюдать спектр сигнала в течение заданного периода времени. Если вам посчастливится обеспечить стробирующий сигнал, который является ненулевым только в желаемый период времени, то вы можете осуществить стробирование по уровню, как показано на Рис. 2-34. Однако, во многих случаях стробирующий сигнал не будет идеально совпадать с тем временем, в которое бы нам хотелось измерить спектр. Поэтому более гибким подходом будет использование триггера по фронту, в сочетании с определенной задержкой и длительностью стробирования для точного задания временного периода, в котором необходимо замерять сигнал.

Рисунок 2-34. Стробирование по уровню: анализатор спектра только тогда измеряет частотный спектр, когда триггерный строб выше определенного уровня

Возьмем, к примеру, сигнал мобильной связи с восемью временными ячейками, показанный на Рис. 2-35. Каждый всплеск длится 0.57 мс, а полный кадр – 4.615 мс. Нас вполне может интересовать спектр сигнала в рамках одной определенной временной ячейки. Для нашего примера предположим, что мы используем только две из восьми доступных временных ячеек, как показано на Рис. 2-36. Если мы посмотрим на этот сигнал в частотной области (Рис. 2-37), мы заметим наличие нежелательного паразитного сигнала в спектре. Чтобы разобраться с этой проблемой и найти источник этой помехи, нам надо определить ту временную ячейку, в которой она появляется. Если мы хотим посмотреть на ячейку номер 2, мы устанавливаем стробирование на включение триггером по фронту роста всплеска номер 0, затем задаем задержку в 1.3 мс и длительность стробирования в 0.3 мс, как показано на Рис. 2-38. Задержка стробирования гарантирует, что мы измерим только спектр ячейки номер 2, когда ее мощность будет полностью включена. Обратите внимание, что задержка стробирования тщательно подобрана таким образом, чтобы избежать фронта подъема всплеска, поскольку нам нужно обеспечить какое-то время, чтобы установился отфильтрованный разрешающей полосой сигнал, прежде чем мы осуществим непосредственно измерение. Соответственно, длительность стробирования подобрана так, чтобы избежать фронта спада всплеска. На Рис. 2-39 изображен спектр временной ячейки номер 2, на котором видно, что источником помехи данный всплеск НЕ является.

Рисунок 2-35. TDMA-сигнал (в данном случае GSM) с восемью временными ячейками
Рисунок 2-36. Вид двух временных ячеек при нулевом обзоре (то есть, во временной области)
Рисунок 2-37. Сигнал в частотной области
Рисунок 2-38. Временное стробирование применяется для получения спектра только временной ячейки номер 2
Рисунок 2-39. Спектр импульса временной ячейки номер 2

Существуют три распространенных метода для осуществления временного стробирования:

  • стробированное БПФ
  • стробированное видео
  • стробированная развертка

Стробированное БПФ

У некоторых анализаторов спектра, например, у серии PSA фирмы Agilent, есть встроенные возможности быстрого преобразования Фурье. В этом режиме данные для БПФ-обработки оцифровываются спустя выбранное время задержки после появления триггер-сигнала. Сигнал ПЧ оцифровывается и захватывается в течение времени, равного 1.83/величина полосы разрешения. БПФ-вычисления производятся, основываясь на этих полученных данных, и результаты преобразования отображаются в виде спектра. Таким образом, спектр получается в определенный момент и за определенный временной промежуток. Это – самый быстрый способ временного стробирования, если только полоса обзора не превышает максимальную полосу одноразового анализа БПФ, которая для PSA имеет значение 10 МГц.

Чтобы добиться максимального разрешения по частоте, выберите максимально узкую полосу разрешения, чье время захвата укладывается в рамки интересующего нас временного промежутка. Потребность в этом есть не всегда, и можно выбирать более широкие разрешающие полосы, с соответствующей укороченной длительностью стробирования. Минимальная достижимая полоса разрешения в приложениях стробированного БПФ всегда меньше, чем она же при других способах стробирования, потому что сигнал ПЧ должен полностью установиться за время измеряемого радио-импульса, что занимает времени больше, чем отношение числа 1.83 к полосе разрешения.

Стробированное видео

Стробированное видео – это техника анализа, применяемая в ряде анализаторов спектра, в том числе Agilent 8650, 8590 и приборах серии ESA. Здесь напряжение видеосигнала выключается, или сводится к «минус бесконечности децибел», на тот период времени, когда стробирование находится в неактивном состоянии. Детектор устанавливается в пиковый режим. Время развертки должно быть установлено так, чтобы стробирование осуществлялось хотя бы один раз на каждую точку дисплея (или блок), чтобы пиковый детектор мог получить реальные данные за этот промежуток времени. Иначе будут присутствовать точки без данных, что выльется в отображение неполного спектра. Поэтому минимальное время развертки должно быть: «N блоков дисплея умножить на длительность импульса». В примере с сигналом мобильной связи полный кадр длится 4.615 мс. Для прибора ESA, с установленной по умолчанию 401 дисплейной точкой, минимальное время развертки для измерения мобильного сигнала со стробированным видео будет 401 умножить на 4.615 мс, или 1.85 с. У некоторых TDMA форматов полный кадр длится 90 мс, что потребует очень большого времени развертки при использовании стробированного видео.

Рисунок 2-40. Структурная схема анализатора спектра со стробированным видео

Стробированная развертка

Последний из методов – стробированная развертка, иногда называется «стробированный гетеродин». В режиме стробированной развертки мы управляем линейным ростом напряжения в генераторе развертки, которым перестраивается гетеродин. Это показано на Рис. 2-41. Когда стробирование активно, гетеродин увеличивает частоту, как в любом другом анализаторе спектра. Когда стробирование выключается, напряжение генератора развертки фиксируется, и гетеродин перестает увеличивать частоту. Такой способ может быть гораздо более быстрым, нежели стробированное видео, поскольку для одного всплеска может быть измерено несколько блоков. Для примера обратимся снова к описанному ранее сигналу цифровой мобильной связи. Если использовать анализатор серии PSA, то обычная нестробированная развертка пройдет полосу обзора в 1 МГц за 14.6 мс, как показано на Рис. 2-42. С длительностью стробирования 0.3 мс, развертка анализатора должна разбиться на 49 стробированных отрезков (14.6 разделить на 0.3). Если полный кадр мобильного сигнала составляет 4.615 мс, то полное время измерения будет 49 отрезков по 4.615 мс – то есть 226 мс. Ускорение измерения, по сравнению с 1.85 с в случае стробированного видео с 401 точкой данных, весьма значительно. Режим стробированной развертки присутствует на анализаторах серии PSA.

Рисунок 2-41. В режиме стробированной развертки перестройка гетеродина по частоте включается только на время стробирующего сигнала
Рисунок 2-42. Спектр GSM-сигнала

Глава 3 Обзор цифровой ПЧ

Начиная с 80-х годов прошлого века одним из самых значительных изменений в анализе спектра стало применение цифровой технологии для замены узлов приборов, которые до этого имели исключительно аналоговое воплощение. С появлением высокопроизводительных АЦП, новые анализаторы спектра стали способны оцифровывать входящий сигнал гораздо быстрее, чем приборы, созданные буквально за пару лет до этого. Наиболее грандиозные улучшения произошли в секции ПЧ анализаторов спектра. Цифровая ПЧ1 произвела сильный эффект улучшения в скорости, точности и способности измерять сложные сигналы, благодаря использованию передовых технологий цифровой обработки сигналов.

  1. Строго говоря, как только сигнал оцифрован, он уже не находится на промежуточной частоте, или ПЧ. С этого момента сигнал представлен цифровыми значениями. Однако, мы используем термин «цифровая ПЧ» для описания тех цифровых процессов, которые пришли на смену аналоговой секции ПЧ, существовавшей в традиционных анализаторах спектра.)

Цифровые фильтры

Частичное цифровое воплощение цепей ПЧ имеет место в анализаторах Agilent серии ESA-E. Если полосы разрешения в 1 кГц и шире обычно можно обеспечить традиционными аналоговыми LC-фильтрами и кварцевыми фильтрами, то самые узкие полосы разрешения (от 1 Гц до 300 Гц) реализуются цифровыми способами. Как показано на Рис. 3-1, линейный аналоговый сигнал преобразуется вниз на частоту ПЧ 8.5 кГц и затем пропускается через полосовой фильтр шириной всего 1 кГц. Этот сигнал ПЧ усиливается, затем запоминается в устройстве выборки и хранения (УВХ) и оцифровывается с частотой 11.3 кГц.

Рисунок 3-1. Цифровое воплощение разрешающих фильтров 1, 2, 10, 30, 100 и 300 Гц в приборах серии ESA-E

Как только сигнал оцифрован, над ним выполняется операция БПФ. Чтобы преобразовать подходящий сигнал, анализатор должен быть в состоянии фиксированной настройки (без развертки). То есть, преобразование должно быть осуществлено над сигналом временной области. Поэтому в анализаторах серии ESA-E вместо непрерывной развертки в режиме цифровых разрешающих полос используется ступенчатая развертка с шагом 900 Гц. Такая ступенчатая настройка может наблюдаться на дисплее, который обновляется шагами по 900 Гц, по мере выполнения цифровой обработки.

Как мы вскоре увидим, другие анализаторы спектра – например, приборы серии PSA, — используют полностью цифровую ПЧ, и все их разрешающие фильтры имеют цифровое исполнение.

Ключевым преимуществом цифровой обработки, осуществляемой этими анализаторами, является полосовая избирательность примерно 4:1. Такая избирательность доступна на самых узкополосных фильтрах – тех, которые нам нужны для разделения наиболее близко расположенных сигналов.

В Главе 2 мы провели расчет избирательности для двух сигналов, разнесенных на 4 кГц, при использовании 3-килогерцового аналогового фильтра. Давайте повторим этот расчет для случая цифровой фильтрации. Хорошей моделью избирательности цифрового фильтра будет около-гауссовская модель:

Подставляя значения из нашего примера в это уравнение, получим:

На отстройке 4 кГц, 3-килогерцовый цифровой фильтр подавляет до -24.1 дБ, по сравнению с аналоговым фильтром, который подавлял всего -14.8 дБ. Благодаря своей превосходящей избирательности, цифровой фильтр может различить гораздо более близко расположенные сигналы.

Полностью цифровая ПЧ

В анализаторах спектра серии PSA фирмы Agilent впервые было совмещено несколько цифровых технологий, чтобы создать полностью цифровой блок ПЧ. Чисто цифровая ПЧ обеспечивает целый букет преимуществ для пользователя. Комбинация БПФ-анализа для узких и анализа с разверткой для широких полос обзора оптимизирует развертку для обеспечения наибыстрейших измерений*. Архитектурно АЦП передвинулся ближе ко входному порту, что стало возможным благодаря усовершенствованиям в аналогово-цифровых преобразователях и другом цифровом оборудовании. Давайте начнем с рассмотрения структурной схемы полностью цифровой ПЧ анализатора серии PSA, изображенной на Рис. 3-2.

Рисунок 3-2. Структурная схема полностью цифровой ПЧ в приборах серии PSA

Здесь все 160 полос разрешения реализованы цифровым способом. Хотя присутствуют и аналоговые цепи перед АЦП, начиная с нескольких ступеней преобразования «вниз» и заканчивая парой однополюсных предварительных фильтров (один LC-фильтр и один кварцевый фильтр). Предварительный фильтр помогает предотвратить попадание искажений третьего порядка в последующую цепь, точно так же, как и в аналоговой реализации ПЧ. Вдобавок, он делает возможным расширение динамического диапазона за счет ступенчатой автоматической регулировки усиления (АРУ). Сигнал с выхода однополюсного предварительного фильтра поступает на детектор АРУ и на фильтр защиты от наложения спектров (anti-aliasing filter).

Как и в случае любой архитектуры ПЧ, основанной на БПФ, фильтр защиты от наложения спектров необходим для устранения наложений (вклада внеполосных сигналов в выборку данных АЦП). Этот фильтр – многополюсный, поэтому обладает значительной групповой задержкой. Даже очень резко возрастающий радиочастотный всплеск, перенесенный вниз на ПЧ, испытает задержку на более чем три такта АЦП (30 МГц) при проходе через него. Задержка дает время распознать поступающий большой сигнал до того, как он вызовет перегрузку АЦП. Логическая цепь, управляемая детектором АРУ, уменьшит усиление перед АЦП, до того, как сигнал туда поступит, чем предотвратит ограничение амплитуды импульса. Если огибающая сигнала будет оставаться низкой продолжительное время, система АРУ увеличит усиление, понизив эффективный шум на входе. Цифровое усиление после АЦП также изменяется, чтобы компенсировать аналоговое усиление перед АЦП. Результат – АЦП с «плавающей точкой», очень широким динамическим диапазоном при включенной АРУ в режиме развертки.

Рисунок 3-3. АРУ поддерживает шум АЦП вблизи несущей и ниже уровня шума гетеродина или характеристики разрешающего фильтра

На Рис. 3-3 показано поведение анализатора серии PSA при развертке. Однополюсный предварительный фильтр позволяет увеличить усиление, пока анализатор настроен далеко от несущей частоты. По мере приближения к несущей усиление уменьшается и шум квантования АЦП растет. Уровень шума будет зависеть от уровня сигнала и его частотной отстройки от несущей, поэтому он будет выглядеть как ступенчатый фазовый шум. Но фазовый шум отличен от этого «шума автоподстройки». Фазового шума в анализаторах спектра избежать нельзя. Однако уменьшение ширины предварительной фильтрации помогает снизить «шум автоподстройки» на большинстве частотных отстроек от несущей. Поскольку ширина полосы предварительной фильтрации примерно в 2.5 раза больше ширины полосы разрешения, уменьшение полосы разрешения понижает «шум автоподстройки».

Специализированная ИС обработки сигнала

Вернемся к структурной схеме цифровой ПЧ (Рис. 3-2). После аналогового усиления до АЦП и его компенсации цифровым усилением, специализированная ИС начинает обработку выборки. Сначала 30-мегагерцовые отсчеты ПЧ разбиваются на I и Q пары с половинным шагом (15 миллионов пар в секунду). Пары I и Q затем получают высокочастотную коррекцию при помощи цифрового фильтра первого порядка, коэффициент передачи которого обратен и фаза примерно противоположна таковым у аналогового однополюсного предварительного фильтра. Потом пары I и Q фильтруются ФНЧ с линейной фазовой характеристикой и почти идеальной гауссовой частотной характеристикой. Гауссовские фильтры всегда были самыми подходящими для анализа с разверткой частоты, благодаря оптимальному компромиссу между поведением в частотной области (коэффициент прямоугольности) и во временной области (отклик на быструю развертку). С уменьшенной шириной полосы сигнала, пары I и Q теперь могут быть прорежены и отправлены на процессор для БПФ-обработки или демодуляции. Хотя БПФ может быть выполнено для части полосы обзора шириной до 10 МГц (полоса пропускания фильтра защиты от наложения спектров), то даже при БПФ в более узкой полосе частот 1 кГц, с узкой полосой разрешения в 1 Гц, для расчета потребуется 20 миллионов точек данных. Использование прореживания данных при более узких полосах обзора значительно уменьшает количество требуемых для БПФ точек данных и ускоряет вычисления.

Для анализа с разверткой частоты, отфильтрованные пары I и Q преобразуются в пары амплитуды и фазы. В традиционном анализе с разверткой частоты сигнал с детектора огибающей фильтруется видеофильтром, а затем оцифровывается для системы детекторов дисплея. Выбор режима отображения «логарифмический/линейный» и масштабирование «дБ/единицы» производится в процессоре, так что результат отображается в любом из масштабов без проведения повторных измерений.

Дополнительные возможности видеообработки

Обычно, видеофильтр сглаживает логарифм амплитуды сигнала, но у него есть немало дополнительных возможностей. Он может преобразовывать логарифм амплитуды огибающей в напряжение перед фильтрацией, и переводить обратно перед детектированием дисплея, для согласованности показаний.

Фильтрация амплитуды в масштабе линейного напряжения желательна для наблюдения огибающих импульсных радиосигналов при нулевом обзоре. Сигнал с логарифмической амплитудой также может быть пересчитан в мощность (квадрат амплитуды) перед фильтрацией, а затем обратно. Фильтрация мощности позволяет анализатору дать такой же средний отклик на шумободобные сигналы (сигналы цифровой связи), как и на сигналы гармонических колебаний с таким же среднеквадратичным напряжением. В наше время все чаще требуется измерять полную мощность в канале или во всем диапазоне частот. При таких измерениях, точка на дисплее может показывать среднюю мощность за то время, которое гетеродин проходит через эту точку. Видеофильтр может быть перенастроен в режим накапливающего сумматора для осуществления усреднения в масштабе логарифма, напряжения или мощности.

Счет частоты

В анализаторах спектра с разверткой частоты обычно есть счетчик частоты. Он отсчитывает количество пересечений нуля в сигнале ПЧ и пересчитывает результат расчета на известные величины отстройки от гетеродинов на остальном участке цепи преобразования. Если счет будет идти 1 секунду, можно получить разрешение по частоте в 1 Гц.

Благодаря использованию синтезаторов частот в качестве гетеродинов и полностью цифровой реализации полосы разрешения, присущая анализаторам серии PSA точность (установки) частоты очень высокая (0.1% от полосы обзора). Вдобавок, в PSA есть счетчик частоты, который отслеживает не только пересечения нуля, но и изменения фазы. Поэтому он может разрешать частоты в десятки миллигерц за 0.1 секунды. С такой конструкцией способность определять изменения частоты ограничена уже не анализатором спектра, а, скорее, зашумленностью исследуемого сигнала.

Другие преимущества полностью цифровой ПЧ

Мы уже рассмотрели ряд особенностей приборов серии PSA: фильтрация логарифма/напряжения/мощности, счет частоты с высоким разрешением, переключение логарифмического/линейного масштаба хранящихся в памяти данных, превосходный коэффициент прямоугольности, режим детектора усреднения данных в точке отображения, 160 различных полос разрешения, и, конечно же, режим последовательного анализа или режим БПФ. При анализе спектра фильтрация разрешающими фильтрами вносит неопределенность в измерения амплитуды и фазы, являющихся функциями скорости развертки. При определенном фиксированном уровне таких неопределенностей, разрешающие фильтры чисто цифровой ПЧ с линейной фазовой характеристикой допускают более высокие скорости развертки частоты, чем аналоговые фильтры. Цифровое воплощение также обеспечивает известные компенсации при снятии данных частоты и амплитуды, допуская тем самым скорости развертки обычно вдвое большие, чем у более старых анализаторов, и демонстрирует отличные показатели даже при учетверенной скорости развертки.

Реализованное в цифровом виде логарифмическое усиление отличается высокой точностью. Типичные неопределенности, характерные для анализатора в целом, гораздо меньше неопределенностей измерения, с помощью которых производитель оценивает достоверность логарифмического представления. Значение достоверности логарифмического представления задано +0.07 дБ для сигнала уровня до -20 дБм на входном смесителе анализатора. Диапазон логарифмического усиления не ограничивает уровня достоверности логарифмического представления на низких уровнях, как это было бы при аналоговой ПЧ; диапазон ограничен только шумом (пересчитанным на входной смеситель) порядка -155 дБм. Из-за сжатия однотонового сигнала в последующих цепях на более высоких мощностях, параметр достоверности ухудшается до ±0.13 дБ для уровней сигналов до -10 дБм на входном смесителе. Для сравнения, аналоговый логарифмический усилитель обычно характеризуется допусками порядка ±1 дБ.

Влияние других источников неопределенностей,связанных с ПЧ, также уменьшилось. Предварительный фильтр ПЧ – аналоговый, и должен быть настроен как любой аналоговый фильтр, так что он подвержен неопределенностям настройки. Но он все равно лучше, чем прочие аналоговые фильтры. При том, что для него нужно изготовить всего одно звено, его можно сделать гораздо более стабильным, чем в случае 4- и 5-звенных фильтров, которые используются в анализаторах с аналоговой ПЧ. В результате, перепады усиления между разрешающими фильтрами удается удержать в рамках величины ±0.03 дБ, что в десять раз лучше, чем для чисто аналоговых конструкций.

Точность полосы ПЧ определяется ограничениями размещаемости в цифровой части фильтрации и неопределенностью калибровки в аналоговом предварительном фильтре. И снова, предварительный фильтр — весьма стабилен, и привносит лишь 20% от той неопределенности, которая бы присутствовала в аналоговой реализации полосы разрешения, состоящей из пяти таких звеньев. В результате, большинство разрешающих полос укладываются в 2 процента от своей заявленной ширины, в отличие от 10-20 процентов в случае анализаторов с аналоговой ПЧ.

Самый важный аспект точности полосы пропускания – это минимизация неопределенности измерения мощности в канале и подобных измерений. Полоса шума разрешающих фильтров имеет спецификацию гораздо лучше, чем допуск в 2 процента на установочные процессы, а шумовые маркеры и измерение мощности в канале имеют допуск в ±0.5%. Таким образом, неопределенности полосы пропускания дают вклад всего ±0.022 дБ в неопределенность измерения плотности мощности шума и мощности в канале.

И, наконец, при полном отсутствии аналоговых звеньев усиления, зависящих от опорного уровня, вообще не существует неопределенности «усиления ПЧ». Суммарное значение всех этих улучшений таково, что чисто цифровая ПЧ обеспечивает значительное улучшение в точности анализатора спектра. Также появляется возможность изменять настройки анализатора без сколько-нибудь значительного влияния на точность измерения. В следующей главе мы поговорим об этом подробнее.

Глава 4 Амплитудная и частотная точность

Теперь, когда мы спокойно можем наблюдать наш сигнал на дисплее, давайте обратимся к амплитудной точности, или, скорее, к амплитудной неопределенности. Большинство анализаторов спектра описываются в терминах как абсолютной, так и относительной точности. Однако, относительные характеристики имеют влияние на оба вида точности, так что давайте сначала рассмотрим факторы, определяющие относительную неопределенность.

Но сперва снова взглянем на структурную схему аналогового анализатора спектра с разверткой по частоте, изображенную на Рис. 4-1, и посмотрим, какие узлы дают вклад в неопределенность. Чуть позже в этой главе мы рассмотрим, как цифровая ПЧ и различные методы калибровки могут значительно снизить неопределенность измерений.

Рисунок 4-1. Структурная схема анализатора спектра

Итак, узлы, дающие вклад в неопределенность:

  • Входной соединитель (рассогласование)
  • Входной радиочастотный аттенюатор
  • Смеситель и входной фильтр (равномерность)
  • Усиление/ослабление ПЧ (опорный уровень)
  • Разрешающие фильтры
  • Достоверность масштаба
  • Калибратор (не показан)

Важным фактором, дающим вклад в неопределенность измерений, которому очень часто не придают должного значения, является рассогласование импеданса. Входной импеданс анализаторов не идеален, выходной импеданс источников сигнала – тоже. При наличии рассогласования, векторы падающего и отраженного сигналов могут складываться, увеличивая или уменьшая результирующий вектор. Поэтому сигнал, пришедший на анализатор, может быть больше или меньше истинного сигнала. В большинстве случаев, неопределенность за счет рассогласования относительно мала. Однако следует отметить, что в то время как общая точность анализаторов в последнее время значительно возросла, доля «незначительной» неопределенности рассогласования теперь составляет заметную часть общей неопределенности измерений. В любом случае, улучшая согласование источника или анализатора, можно снизить общую неопределенность1.

  1. Подробнее см. документ Agilent PSA Performance Spectrum Analyzer Series Amplitude Accuracy Product Note.

Основное выражение для расчета максимальной неопределенности рассогласования в дБ:

В документации анализаторов спектра обычно указывается входной коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН). Зная КСВН, можно вычислить ρ следующим способом:

Для примера, положим входной КСВН анализатора равным 1.2 и возьмем исследуемое устройство (ИУ) с КСВН 1.4 на выходном порту. Результирующая неопределенность рассогласования будет ±0.13 дБ.

Поскольку самый худший случай согласования анализатора имеет место при установке его входного аттенюатора на 0 дБ, по возможности следует избегать такой установки. В качестве альтернативы, можно присоединить хорошо согласованный аттенюатор ко входу анализатора, и тем самым значительно уменьшить значение рассогласования как фактора. Добавление ослабления – это прием снижения неопределенности измерений, который хорошо работает в случае, если исследуемый нами сигнал значительно возвышается над уровнем шума. При низком же отношении сигнал/шум (обычно ≤7 дБ), добавление ослабления, наоборот, увеличит неопределенность измерения, поскольку мощность шума даст вклад в мощность сигнала, что выльется в ошибочно высокие показания.

Обратимся ко входному аттенюатору. Некоторые относительные измерения производятся с различными установками аттенюатора. В таких случаях мы должны учитывать неопределенность переключения входного ослабления. Поскольку радиочастотный входной аттенюатор должен работать во всем частотном диапазоне анализатора, его точность установки ослабления зависит от частоты. Аттенюатор также вносит вклад в общую частотную характеристику. Так, на частоте 1 ГГц показатели аттенюатора ожидаемо хороши; на частоте 26 ГГц они заведомо хуже.

Следующий узел на пути прохождения сигнала – это входной фильтр. В анализаторах спектра используется фиксированный низкочастотный фильтр в нижнем поддиапазоне, и перестраиваемый полосовой фильтр, именуемый преселектором (подробнее речь о нем пойдет в Главе 7), в верхнем поддиапазоне. У ФНЧ частотная характеристика лучше, чем у преселектора, и вклад его в неопределенность частотной характеристики мал. Преселектор – обычно перестраиваемый ЖИГ-фильтр – обладает более значительными изменениями частотной характеристики в диапазоне от 1.5 дБ до 3 дБ на частотах миллиметровых волн.

Следом за входным фильтром идут смеситель и гетеродин, оба они вносят вклад в неопределенность частотной характеристики. На Рис. 4-2 показано, как может выглядеть частотная характеристика в одной частотной полосе. Частотную характеристику обычно описывают как ±Х дБ относительно средней точки между экстремумами*. Частотная характеристика анализатора спектра представляет собой характеристику всей системы, складывающуюся из равномерности характеристик и взаимодействия между различными узлами тракта сигнала вплоть до первого смесителя включительно. Анализаторы спектра СВЧ сигналов используют более одной частотной полосы для достижения частот выше 3 ГГц. Это осуществляется благодаря использованию высшей гармоники гетеродина, что будет подробнее рассмотрено в Главе 7. При проведении относительных измерений между сигналами в разных полосах частот, необходимо складывать частотные характеристики каждой полосы, чтобы определить суммарную неопределенность частотной характеристики. Вдобавок, у некоторых анализаторов есть еще и неопределенность переключения между полосами, которую также нужно добавлять в общую неопределенность измерений.

Рисунок 4-2. Относительная частотная характеристика в одной полосе

После того, как входной сигнал преобразован в сигнал ПЧ, он проходит через усилитель ПЧ и аттенюатор ПЧ, которые настроены так, чтобы скомпенсировать изменения в установках радиочастотного аттенюатора и потери преобразования смесителя. Таким образом, амплитуды входного сигнала соотносятся с верхней отметкой координатной сетки дисплея, известной как опорный уровень. Усилитель и аттенюатор ПЧ работают только на одной частоте, и, потому, не вносят вклада в частотную характеристику. Однако всегда есть некоторая амплитудная неопределенность, обусловленная точностью их настройки на желаемое значение. Эта неопределенность называется неопределенностью опорного уровня.

Другой параметр, который мы можем изменять во время измерений, — это полоса разрешения. У разных фильтров значение вносимых потерь разное. В общем случае, наибольшую разницу можно увидеть при переключении от LC-фильтров (используемых для широких полос разрешения) к кварцевым фильтрам (применяющимся при узких полосах). Это является источником неопределенности переключения полос разрешения.

Чаще всего сигнал на анализаторе спектра отображают в логарифмическом масштабе амплитуды, например, 10 дБ на деление или 1 дБ на деление. Это значит, что обычно сигнал ПЧ проходит через логарифмический усилитель. Передаточная характеристика логарифмического усилителя лишь аппроксимирует логарифмическую кривую. Так что любое отклонение от идеальной логарифмической характеристики дает вклад в неопределенность амплитуды. Аналогично, когда анализатор спектра находится в режиме линейной шкалы, характеристика усилителя так же не идеально линейная. Этот тип неопределенности называется достоверностью масштаба отображения.

Относительная неопределенность

Когда мы проводим относительные измерения входного сигнала, мы используем либо какую-то часть этого же сигнала, либо другой сигнал в качестве опорного. Например, когда мы проводим измерения гармонических искажений второго порядка, мы используем сигнал основной частоты в качестве опорного сигнала. Абсолютные значения в расчет не принимаются; нас интересует лишь то, насколько вторая гармоника отличается от сигнала основной частоты по амплитуде.

В худшем возможном случае при относительном измерении, сигнал основной частоты может находиться в наивысшей точке частотной характеристики, в то время как гармоника, которую мы хотим измерить, находится в низшей ее точке. Равновероятна и обратная ситуация. Поэтому, если величина относительной частотной характеристики равна ±0.5 дБ, как показано на Рис. 4-2, то суммарная неопределенность будет вдвое больше, то есть ±1 дБ.

Может случиться, что два исследуемых сигнала окажутся в разных частотных полосах анализатора спектра. В этом случае тщательный анализ суммарной неопределенности должен учитывать сумму неопределенностей равномерности обеих частотных полос.

Другими неопределенностями – такими, как неопределенность переключения полос разрешения, — можно пренебречь при проведении относительных измерений, поскольку они одинаково воздействуют на оба сигнала.

Абсолютная точность измерения амплитуды

Почти все анализаторы спектра обладают встроенным калиброванным источником, который обеспечивает опорный сигнал заданной частоты и амплитуды. Затем мы уже полагаемся на относительную точность анализатора, переносящего абсолютную калибровку опорного сигнала на другие частоты и амплитуды. В спецификациях анализаторов часто указана величина абсолютной частотной характеристики, где нулевая точка на кривой равномерности соотносится с этим калибровочным сигналом. Во многих анализаторах фирмы Agilent используется опорный сигнал в 50 МГц. На этой частоте заявленная абсолютная точность измерения амплитуды чрезвычайно хороша: ±0.34 дБ для серии ESA-E и ±0.24 дБ для серии PSA.

Лучше всего всегда рассматривать все известные неопределенности, и только потом решать, какими из них можно пренебречь при определенных типах измерений. Набор значений в Табл. 4-1 представляет собой заявленные спецификации нескольких различных анализаторов спектра.

Некоторые из этих спецификаций – например, частотная характеристика, — зависят от диапазона частот. 3-гигагерцовый радиочастотный анализатор может иметь частотную характеристику ±0.38 дБ, в то время как СВЧ-анализатор, работающий до 26 ГГц, может иметь частотную характеристику ±2.5 дБ или даже больше. С другой стороны, некоторые источники неопределенностей, такие как переключение полос разрешения, одинаково применимы ко всем частотам.

Таблица 4-1. Показательные значения амплитудной неопределенности распространенных приборов

Уменьшение общей неопределенности

Взглянув первый раз на общую неопределенность измерений, мы можем не на шутку встревожиться, суммируя значения неопределенностей. Самый неблагоприятный случай предполагает, что все источники неопределенностей вашего анализатора вносят самый свой максимальный вклад, действуют одновременно и с одинаковым знаком. Но поскольку источники неопределенности можно считать независимыми переменными, то скорее всего, некоторые неопределенности будут положительными, в то время как другие — отрицательными. Поэтому обычно вычисляют среднеквадратичную ошибку.

Независимо от того, находим ли мы среднеквадратичную ошибку или ошибку самого худшего случая, есть несколько способов улучшить ситуацию с неопределенностями. Во-первых, мы должны изучить спецификации нашего конкретного анализатора. Эти заявленные спецификации вполне могут оказаться приемлемыми в том диапазоне, в котором мы собираемся измерять. Если же нет, то Табл. 4-1 может нам помочь улучшить точность.

Прежде чем снимать какие-то данные, можно мысленно пройтись по этапам нашего измерения и выяснить, какие настройки могут обойтись без переключений. Мы вполне можем обнаружить, что возможно провести измерение без изменения установок радиочастотного аттенюатора, полосы разрешения или опорного уровня. Если так, то все неопределенности, связанные с изменением данных настроек, не учитываются. Мы вполне можем пожертвовать точностью опорного уровня в угоду достоверности отображения и наоборот, используя то, что в данном случае обеспечит высшую точность, и пренебрегая остальным как источником неопределенности вообще. Мы даже можем обойти неопределенность частотной характеристики, если не сочтем за труд промерить и охарактеризовать наш конкретный анализатор2. Осуществить это можно при помощи измерителя мощности, сравнивая показания анализатора спектра на интересующих нас частотах и показания измерителя мощности.

2. Если мы это проделаем, то может возрасти роль неопределенности входного рассогласования.

То же самое относится к калибратору. Если у нас есть более точный калибратор, или более близкий к интересующей нас частоте, мы вполне можем воспользоваться им, а не встроенным калибратором. Наконец, у многих нынешних анализаторов есть процедура автокалибровки. Эта процедура генерирует коэффициенты неопределенностей (например, изменение амплитуды в зависимости от полосы разрешения), которые в дальнейшем используются анализатором для коррекции полученных данных. В результате, автокалибровка позволяет проводить хорошие амплитудные измерения и дает больше свободы в изменении настроек анализатора во время измерений.

Спецификации, типичные технические характеристики и номинальные значения

При оценке точности анализатора спектра, очень важно понимать значение различных величин, указанных в документации прибора. Agilent Technologies определяет три класса данных о характеристиках прибора:

Спецификации: описывают параметры, которые покрываются гарантийными обязательствами при работе прибора в диапазоне температур от 0° до +55°С (если не указано иное). Каждый прибор протестирован на предмет соответствия спецификации, причем в расчет берется неопределенность измерения того оборудования, с помощью которого проводится тестирование. 100% протестированных приборов будут отвечать требованиям спецификации.

Некоторые производители измерительного оборудования используют подход
«2 сигма», или доверительный инетрвал 95% в оценке некоторых спецификаций прибора. Поэтому при сравнении данных документации от приборов различных производителей очень важно убедиться, что вы сравниваете одинаково оцененные производителями параметры, прежде чем делать выводы.

Типичные технические характеристики: содержат дополнительные данные о рабочих параметрах продукта, которые не покрываются гарантийным обязательством. Это рабочие параметры, лежащие за пределами заявленных в спецификации значений, которыми будут обладать 80% приборов с 95% вероятностью, при уровне температур от +20° до +30°С. Типичные технические характеристики не включают в себя неопределенности измерений. При производстве все приборы проверяются на типичные характеристики.

Номинальные значения: указывают ожидаемые характеристики, либо описывают показатели прибора, знать которые при его использовании полезно, но не покрываемые гарантийным обязательством. Тестов номинальных значений при производстве приборов обычно не осуществляют.

Цифровая секция ПЧ

Как было показано ранее, цифровая архитектура ПЧ устраняет или минимизирует многие из неопределенностей, свойственных аналоговым анализаторам спектра. Как то:

Точность опорного уровня (неопределенность усиления ПЧ)

Анализаторы спектра с полностью цифровой ПЧ, такие как приборы серии PSA от Agilent, не имеют усиления ПЧ, которое изменяет опорный уровень. Поэтому в данном случае такой неопределенности просто нет.

Достоверность масштаба отображения

Цифровая архитектура ПЧ не включает в себя логарифмический усилитель. Вместо этого функция логарифмирования осуществляется математически, и традиционной неопределенности достоверности логарифмического представления нет. Однако в неопределенность масштаба отображения вносят вклад иные факторы: радиочастотное сжатие (особенно для входных сигналов выше -20 дБм), точность расположения диапазона усиления АЦП и линейность АЦП (или ошибка квантования). Ошибку квантования можно улучшить добавлением шума, который сглаживает среднее значение передаточной функции АЦП. Этот дополнительный шум называют дифер (или подмешиваемый сигнал). Добавление шума улучшает линейность, но при этом слегка ухудшает отображаемый средний уровень шума. При использовании приборов серии PSA обычно рекомендуется сглаживание, если у измеряемого сигнала соотношение сигнал/шум больше или равно 10 дБ. Если это соотношение меньше 10 дБ, ухудшение точности любого единичного измерения (то есть без усреднения) из-за поднятия уровня шума становится значительнее, чем проблема линейности, которую таким способом решают, поэтому сглаживание лучше выключить.

Неопределенность переключения полос разрешения

Цифровая ПЧ у приборов серии PSA включает в себя аналоговый предварительный фильтр с полосой в 2.5 раза шире, чем желаемая полоса разрешения. У этого предварительного фильтра есть неопределенность ширины полосы, усиления и центральной частоты как функции установки полосы разрешения. Остальная фильтрация по полосе разрешения происходит уже в цифровом формате в специализированной ИС в цифровой секции ПЧ. Хотя цифровые фильтры не идеальны, они, тем не менее, отличаются высокой повторяемостью. Вдобавок, применяется некоторая компенсация для минимизации ошибки. Все это выражается в значительном общем улучшении неопределенности переключения полос разрешения по сравнению с аналоговыми приборами.

Примеры

Давайте рассмотрим некоторые амплитудные неопределенности на примерах различных измерений. Допустим, нам нужно измерить радиочастотный сигнал 1 ГГц с амплитудой -20 дБм. Если мы работаем с анализатором E4402B серии ESA-E с установками: ослабление = 10 дБ, полоса разрешения = 1 кГц, видеополоса = 1 кГц, полоса обзора = 20 кГц, опорный уровень = -20 дБм, включен логарифмический масштаб отображения, используется автоматическая установка времени развертки, а окружающая температура лежит в пределах от +20° до +30°С, то, исходя из спецификаций, абсолютная неопределенность измерения будет ±0.54 дБ плюс модуль частотной характеристики. У анализатора E4440A серии PSA при измерении того же сигнала с теми же установками неопределенность будет равна ±0.24 дБ плюс модуль частотной характеристики. Эти значения сведены в Табл. 4-2.

Таблица 4-2. Амплитудные неопределенности при измерении сигнала 1 ГГц

С ростом частоты возрастают и неопределенности. В этом примере мы хотим измерить сигнал на частоте 10 ГГц с амплитудой -10 дБм. Вдобавок, мы хотим измерить вторую гармонику на частоте 20 ГГц. Предположим, что условия измерения следующие: окружающая температура от 0° до +55°С, полоса разрешения = 300 кГц, ослабление = 10 дБ, опорный уровень = -10 дБм. В Табл. 4-3 приводится сравнение абсолютной и относительной амплитудных неопределенностей двух анализаторов спектра от фирмы Agilent: 8563EC (аналоговая ПЧ) и E4440A PSA (цифровая ПЧ).

Таблица 4-3. Сравнение абсолютной и относительной точности (8563EC и E4440A, серия PSA)

Точность измерения частоты

До сих пор мы говорили практически только об амплитудных измерениях. Что же насчет измерений частоты? Тут мы снова можем выделить две основные категории: абсолютные и относительные измерения частоты. Абсолютные измерения проводятся с целью узнать частоты конкретных сигналов. Как, например, когда мы хотим измерить сигнал радиовещания, чтобы убедиться, что станция передает на предписанной ей частоте. Абсолютные измерения также применяются для анализа нежелательных сигналов, например, при исследовании паразитной помехи. Относительные измерения, с другой стороны, удобны для того, чтобы узнать, как далеко друг от друга отстоят спектральные компоненты, или какова частота модуляции.

До конца 70-х годов абсолютная неопределенность частоты измерялась в мегагерцах, поскольку первыми гетеродинами были высокочастотные генераторы, работавшие выше радиочастотного диапазона анализатора, и попыток связать гетеродин с более точным опорным генератором не предпринималось. Современные анализаторы спектра в качестве гетеродина используют синтезаторы частот, что обеспечивает более высокую точность. Абсолютная неопределенность частоты обычно описывается как спецификация точности замера частоты, и относится к центральной, начальной, конечной частотам и частотам маркеров.

С появлением прибора Agilent 8568А в 1977 году, впервые в инструментах общего назначения стала доступна счетчикоподобная точность частоты, а для уменьшения дрейфа стали применяться термостатированные генераторы. С течением времени в приборах всех ценовых диапазонов появились кварцевые опорные генераторы и гетеродины с различными формами косвенного синтеза. Самое общее определение косвенного синтеза — это некий способ задания частоты генератора при помощи опорного генератора. Сюда входят такие технологии как фазовая автоподстройка частоты, частотная дискриминация и автоподстройка с помощью счетчика.

Что нас интересует – так это эффект, который все эти изменения произвели на частотную точность (и дрейф). Типичная точность показаний может быть определена следующим образом:

Обратите внимание, что мы не можем определить конкретную неопределенность частоты без хоть какой-нибудь информации очастоте опорного генератора. В большинстве случаев нам известна годовая степень старения, например, ±1·10-7 в год, хотя иногда старение определяют за более короткий период (±5·10-10 в день). Вдобавок, мы должны знать, когда последний раз подстраивался генератор и как близко он был установлен к своей номинальной частоте (обычно 10 МГц). Есть и другие факторы, которые мы обычно упускаем из виду, когда определяем неопределенность частоты: например, то, как долго генератор находится в рабочем состоянии. Многим генераторам требуется от 24 до 72 часов работы, чтобы достичь заявленного в спецификации уровня дрейфа. Чтобы минимизировать этот эффект, некоторые анализаторы спектра подают питание на свои опорные генераторы все то время, которое прибор подключен к сети электропитания. В этом случае прибор не «отключен», а, скорее, находится в режиме «ожидания». Также следует иметь в виду температурную стабильность, поскольку она может быть хуже, чем уровень дрейфа. Короче говоря, существует множество факторов, которые надо принимать в расчет при определении частотной неопределенности.

На производстве обычно имеется лабораторный стандарт частоты, который возможно трассировать вплоть до национального стандарта. Большинство анализаторов со встроенными опорными генераторами имеют возможность подключения внешних источников опорного сигнала. В таком случае, в нижеприведенном выражении неопределенность частоты опорного генератора становится ошибкой производственного стандарта.

При проведении относительных измерений в игру вступает точность полосы обзора. Для анализаторов фирмы Agilent точность обзора означает неопределенность в отображении на дисплее расстояния между двумя любыми спектральными компонентами. Для примера, положим точность полосы обзора в 0.5% от ширины обзора, и пусть два сигнала разделены между собой двумя делениями при обзоре в 1 МГц (100кГц на деление). Неопределенность разнесения сигналов будет 5 кГц. Неопределенность будет той же, если использовать дельта-маркеры, и разница их показаний будет 200 кГц. Поэтому результатом измерения будет 200 кГц ±5 кГц.

При проведении измерений в полевых условиях мы обычно хотели бы включить анализатор, выполнить измерения, и сняться с места как можно скорее. В таких случаях полезно знать, как ведет себя опорный генератор при условии короткого времени разогрева. Например, портативные приборы серии ESA-E фирмы Agilent приходят в соответствие с заявленными спецификациями после пяти минут прогрева.

В большинстве анализаторов спектра есть маркеры, которые могут быть установлены на отображаемый сигнал, чтобы дать нам абсолютную амплитуду и абсолютную частоту. Однако, отображаемая частота маркера является функцией частотной калибровки дисплея, положения маркера на дисплее и выбранного количества дисплейных точек. Вдобавок, чтобы добиться максимальной точности частоты, мы должны поместить маркер строго на пик отклика спектральной компоненты. Если мы установим маркер на какую-то другую точку отображаемого отклика, то получим другое значение частоты. Для повышения точности мы можем сузить полосу обзора и полосу разрешения, чтобы минимизировать их влияние, и тогда поместить маркер на пик отклика станет проще.

У многих анализаторов есть режимы маркера, в которых задействованы схемы внутренних счетчиков для устранения влияния полосы обзора и полосы разрешения на частотную точность. Счетчик не считает непосредственно входной сигнал, а вместо этого считает сигнал ПЧ и, возможно, один или несколько сигналов гетеродина, а процессор уже вычисляет частоту входного сигнала. Чтобы устранить шум как фактор при счете, требуется минимальное отношение «сигнал/шум». Счет сигнала на ПЧ также устраняет необходимость помещения маркера непосредственно на пик экранного отклика. Если используется функция отсчета маркера, то достаточно расположить маркер в любом месте отклика, значительно отличающемся от шума. Точность счета маркера можно выразить как:

С неопределенностью частоты опорного генератора все равно приходится иметь дело, как указывалось ранее. Разрешение счетчика подразумевает наименьший значимый разряд в значении счета – фактор, присущий любому простому частотному счетчику. Некоторые анализаторы допускают использование режима со счетом с дельта-маркерами. В этом случае влияние разрешения счетчика и фиксированной частоты удваивается.

Глава 5 Чувствительность и шум

Чувствительность

Одно из основных применений анализаторов спектра – выделить и измерить сигнал низкого уровня. Ограничением при такого рода измерениях является шум, генерируемый внутри самого анализатора. Этот шум, порождаемый случайным движением электронов внутри различных элементов цепей, увеличивается несколькими ступенями усиления анализатора и, в конце концов, отображается на дисплее как шумовой сигнал. В терминах анализатора спектра этот шум обычно называют средним уровнем собственных шумов (отображаемым средним уровнем шума, DANL)1. И хотя существуют методики, позволяющие измерить сигналы, находящиеся даже чуть ниже этого уровня, по большому счету мощность этого шума является непреодолимым ограничением нашей возможности проводить измерения сигналов с низким уровнем.

  1. Термин «средний уровень собственных шумов» иногда путают с «чувствительностью». Хоть эти два понятия и связаны, смысл у них все же различен. Чувствительность – это мера минимального уровня сигнала, дающего заданное отношение сигнал/шум или заданный коэффициент битовой ошибки. Спецификации анализаторов спектра всегда даются в терминах среднего уровня собственных шумов.

Давайте допустим, что ко входу анализатора спектра подключена 50-омная нагрузка, чтобы предотвратить попадание в анализатор любых нежелательных сигналов. Эта пассивная нагрузка генерирует небольшое количество шумовой энергии, равное kTB ,

Поскольку полная мощность шума зависит от полосы измерения, это значение обычно нормируют на 1 Гц полосы. Таким образом, при комнатной температуре плотность мощности шума равна -174 дБм/Гц. Когда этот шум достигает первой ступени усиления анализатора, усилитель увеличивает шум и добавляет немного своего собственного. По мере прохождения шумового сигнала через систему значение его амплитуды остается довольно значительным, так что шум, генерируемый в последующих ступенях усиления, дает очень малый вклад в полную мощность шума. Следует отметить, что между входным разъемом анализатора и первой ступенью усиления есть входной аттенюатор и один или несколько смесителей, и все эти узлы также генерируют шум. Однако, значение генерируемого ими шума либо равно, либо достаточно близко к абсолютному минимуму -174 дБм/Гц, поэтому значительного влияния на уровень шума, поступающего на первую ступень усиления, они не оказывают.

Хотя входной аттенюатор, смеситель и другие элементы цепи между входным разъемом анализатора и первой ступенью усиления очень слабо влияют на фактический шум системы, они, тем не менее, серьезно влияют на способность анализатора отображать сигналы низкого уровня, поскольку они ослабляют входной сигнал. Таким образом, они уменьшают соотношение сигнал/шум и тем самым ухудшают чувствительность.

Мы можем определить уровень собственных шумов, просто глядя на уровень, отображаемый на дисплее, когда вход анализатора нагружен на 50 Ом. Этот уровень есть уровень собственных шумов анализатора. Сигналы более низкого уровня скрываются шумом, и увидеть их нельзя. Однако уровень собственных шумов не является фактическим уровнем шума на входе, а представляет собой скорее эффективный шумовой уровень. Дисплей анализатора настроен на отображение уровня сигнала на входе анализатора, так что уровень собственных шумов представляет некий фиктивный – или эффективный – шумовой фон на входе.

Фактический шум системы на входе зависит от входного сигнала. И конечно же, иногда сам шум и является интересующим нас сигналом. Как и любой другой сигнал, шумовой сигнал гораздо легче измерить, если он находится намного выше эффективного (собственного) шумового фона. Эффективный шумовой фон включает в себя потери, вносимые входным аттенюатором, потери при смешении, и потери в прочих элементах цепи, стоящих до первой ступени усиления. С потерями преобразования смесителя мы ничего не можем поделать, зато мы можем изменить входной радиочастотный аттенюатор. Это дает нам возможность управлять уровнем входного сигнала, поступающего на первый смеситель, и тем самым менять отображаемое соотношение сигнал/шум. Разумеется, наименьшее значение уровня собственных шумов мы получим, избрав минимальное (нулевое) радиочастотное ослабление.

Поскольку входной аттенюатор никак не влиял на фактический шум, генерируемый в системе, у некоторых ранних моделей анализаторов отображаемый средний уровень шума просто оставался в одном и том же положении, независимо от установки входного ослабления. То есть усиление ПЧ оставалось постоянным. В этом случае входной аттенюатор влиял на положение истинного входного сигнала на дисплее. По мере увеличения входного ослабления, уменьшающего уровень входного сигнала, положение сигнала на дисплее опускалось ниже, в то время как шум оставался на своем месте.

Начиная с конца 70-х годов, конструкторы анализаторов спектра применили иной подход. В новых анализаторах внутренний микропроцессор изменяет усиление ПЧ, чтобы компенсировать изменения во входном аттенюаторе. Таким образом, сигнал, поступающий на вход анализатора, не меняет своего положения на дисплее при изменении входного ослабления, в то время как отображаемый средний уровень шума движется вверх-вниз. В этом случае опорный уровень остается неизменным. Это проиллюстрировано на Рис. 5-1. При увеличении ослабления от 5 до 15 и 25 дБ, отображаемый шум поднимается, а сигнал -30 дБ остается неизменным. В любом случае, наилучшее соотношение сигнал/шум мы получим, избрав наименьшее входное ослабление.

Рисунок 5-1. Опорный уровень остается постоянным при изменении входного ослабления

Полоса разрешения тоже влияет на отношение сигнал/шум, или на чувствительность. Внутренний шум анализатора, случаен и обладает постоянной амплитудой в широком диапазоне частот. Поскольку разрешающие фильтры, или фильтры ПЧ, установлены после первой ступени усиления, полная мощность шума, проходящая через фильтры, определяется шириной полос этих фильтров. Далее этот шумовой сигнал детектируется и отображается на дисплее. Случайная природа шумового сигнала заставляет отображаемый уровень изменяться как

Так, если мы изменим полосу разрешения в десять раз, отображаемый средний уровень шума изменится на 10 дБ, как показано на Рис. 5-2. Для гармонических сигналов мы получим наилучшее отношение сигнал/шум, или наилучшую чувствительность, используя минимальную полосу разрешения из доступных в нашем анализаторе2.

2. Широкополосные импульсные сигналы могут демонстрировать совершенно обратное поведение, когда отношение сигнал/шум будет расти с увеличением полосы.)

Рисунок 5-2. Отображаемый средний уровень шума изменяется как 10 log (BW1/BW2)

Анализатор спектра отображает сумму шума и сигнала, и поэтому при малом отношении сигнал/шум становится очень трудно различить собственно сигнал. Ранее мы отмечали, что можно использовать видеофильтр для уменьшения флуктуаций амплитуды зашумленных сигналов, не оказывая при этом особого влияния на постоянный сигнал. Рис. 5-3 иллюстрирует то, как видеофильтр может помочь нам различить низкоуровневый сигнал. Следует отметить, что видеофильтр не оказывает влияния на средний уровень собственных шумов и потому не влияет на чувствительность анализатора.

В итоге, наилучшей чувствительности по отношению к узкополосным сигналам можно достичь выбором минимальной полосы разрешения и минимального входного ослабления. Также можно выбрать минимальную видеополосу, чтобы различить сигнал, находящийся на уровне шума или близко к нему3. Разумеется, выбор узкой полосы разрешения и видеополосы увеличивает время развертки.

3. О влиянии шума на точность см. Динамический диапазон в зависимости от неопределенности измерения в Главе 6.

Рисунок 5-3. Видеофильтрация делает низкоуровневые сигналы более различимыми

Коэффициент шума

Многие производители описывают эффективность своих приемников в терминах коэффициента шума, а не чувствительности. Как мы увидим, оба эти способа эквивалентны. Анализатор спектра — это приемник, поэтому мы рассмотрим его коэффициент шума на примере синусоидального входного сигнала.
Коэффициент шума можно определить как ухудшение отношения сигнал-шум при прохождении сигнала через прибор, в нашем случае – через анализатор. Мы можем выразить коэффициент шума как

Это выражение можно упростить для случая анализатора спектра. Во-первых, выходной сигнал равен входному, умноженному на коэффициент усиления анализатора. Во-вторых, усиление нашего анализатора есть единица, поскольку уровень сигнала на выходе (показанный на дисплее) тот же, что и на входе (на входном разъеме). Поэтому в нашем случае, после подстановки, приведения подобных и упорядочивания, коэффициент шума становится таким:

Это выражение говорит нам, что все, что мы должны сделать, чтобы определить коэффициент шума, это сравнить уровень шума, как он считывается с дисплея, с истинным (не эффективным) шумовым уровнем на входном разъеме.
Коэффициент шума обычно выражается в терминах дБ, то есть:

Мы используем истинный шумовой уровень на входе, а не эффективный шумовой уровень, поскольку наше отношение сигнал-шум было основано на истинном входном шуме. Как мы определили ранее, когда вход нагружен на 50 Ом, уровень kTB шума при комнатной температуре в полосе 1 Гц равен -174 дБм.

Мы знаем, что средний уровень собственных шумов анализатора меняется с полосой. Поэтому все, что мы должны сделать, чтобы определить коэффициент шума нашего спектроанализатора, это измерить шумовую мощность в некоторой полосе и пересчитать ее на полосу в один Гц, используя вышеприведенную формулу 10 log (BW2/BW1), а затем сравнить результат с величиной –174 дБм.

Например, если мы измерили –110 дБм при разрешающей полосе 10 кГц, мы имеем:

Коэффициент шума не зависит от полосы4. Выбери мы другую полосу разрешения, результат у нас получился бы все равно тот же самый. Например, если бы мы выбрали полосу разрешения в 1 кГц, измеренный шум был бы -120 дБм, а 10 log(RBW/1) был бы 30. Подставив эти значения, мы получим -120 – 30 + 174 = 24 дБ, тот же коэффициент, что и прежде.

4. Не для всякого анализатора это утверждение безоговорочно верно из-за различного способа распределения секций разрешающих фильтров и усиления в цепи ПЧ.

Коэффициент шума в 24 дБ в нашем примере говорит нам, что синусоидальный сигнал должен быть на 24 дБ выше kTB , чтобы сравняться со средним уровнем собственных шумов на этом конкретном анализаторе. Таким образом мы можем использовать коэффициент шума для определения среднего уровня собственных шумов для заданной полосы, или чтобы сравнить средние уровни собственных шумов разных анализаторов в одной полосе5.

5. Вычисленный подобным образом коэффициент шума нельзя непосредственно сравнивать с коэффициентом шума приемника, поскольку «измеренный шум» в уравнении меньше действительного шума на 2.5 дБ. См. пункт Шум как сигнал далее в этой главе.

Предусилители

Одна из причин введения коэффициента шума состоит в том, что он помогает определить, как много выгоды мы можем получить от использования предусилителя. Несмотря на то, что коэффициент шума 24 дБ хорош для анализатора спектра, он не очень хорош для соответствующего приемника. Однако, помещая подходящий предусилитель до анализатора спектра, мы можем получить систему (предусилитель/анализатор), коэффициент шума которой ниже, чем у только анализатора. В той мере, в какой мы понижаем коэффициент шума, мы также улучшаем чувствительность системы.

Когда мы выше вводили коэффициент шума, мы делали это на примере синусоидального входного сигнала. Мы изучим выгоды от предусилителя на этом же примере. Однако предусилитель также усиливает шум, и его выходной шум может быть выше, чем эффективный уровень входного шума анализатора. Как мы увидим ниже в разделе Шум как сигнал, анализатор спектра с усреднением логарифма мощности отображает случайный шумовой сигнал на 2.5 дБ ниже действительной величины. Когда мы рассматриваем предусилители, мы должны учесть эти 2.5 дБ там, где необходимо.

Вместо выведения множества формул для определения выгоды, даваемой предусилителем, давайте взглянем на два крайних случая и посмотрим, когда каждый из них может применяться. Во-первых, если шумовая мощность на выходе предусилителя (в полосе равной той, что у анализатора спектра) хотя бы на 15 дБ выше, чем отображаемый средний шумовой уровень анализатора, то коэффициент шума системы примерно на 2.5 дБ ниже коэффициента шума предусилителя. Как мы можем установить, что именно этот случай имеет место? Нужно просто подключить предусилитель к анализатору и отметить, что случилось с шумом на экране. Если шум поднялся на 15 или более дБ, то это и есть указанный случай.

С другой стороны, если шумовая мощность на выходе предусилителя (снова в той же полосе, что у анализатора) на 10 или более дБ меньше, чем средний отображаемый на дисплее анализатора шумовой уровень, то коэффициент шума системы меньше коэффициента шума анализатора на коэффициент усиления предусилителя. Снова мы можем провести проверку. Подключите предусилитель к анализатору; если отображаемый шум не изменится, то это тот случай.

Но тестирование экспериментальным путем предусматривает, что мы имеем нужное оборудование на руках. Нам не надо беспокоиться о цифрах. Мы просто подключаем предусилитель к анализатору, отмечаем средний отображаемый шумовой уровень и вычитаем коэффициент усиления предусилителя. Тогда мы получаем чувствительность системы.

Что мы в действительности хотим, так это знать заранее, что предусилитель для нас сделает. Мы можем сформулировать разобранные выше два случая следующим образом:

Используя эти выражения, мы увидим, как предусилитель влияет на чувствительность. Предположим, что наш анализатор имеет коэффициент шума 24 дБ, а предусилитель обладает коэффициентом усиления 36 дБ и коэффициентом шума 8 дБ. Все, что нам надо сделать, это сравнить усиление плюс коэффициент шума предусилителя с коэффициентом шума анализатора. Усиление плюс коэффициент шума предусилителя равно 44 дБ, и это более чем на 15 дБ превосходит коэффициент шума анализатора, так что коэффициент шума комбинации предусилитель/анализатор тот же, что у предусилителя, но на 2.5 дБ меньше, то есть 5.5 дБ. При полосе разрешения 10 кГц комбинация предусилитель/анализатор имеет чувствительность

Это дает нам улучшение на 18.5 дБ по сравнению с шумовым фоном в -110 дБм в случае без предусилителя.

Однако, могут быть и отрицательные стороны применения предусилителя в зависимости от конечной цели проведения измерения. Если мы желаем достичь наилучшей чувствительности, но без потерь диапазона измерений, то предусилитель – это неправильный выбор. Рис. 5-4 иллюстрирует этот тезис. Анализатор с коэффициентом шума 24 дБ будет иметь отображаемый средний уровень шума –110 дБм при полосе разрешения 10 кГц. Если 1-дБ точка сжатия для этого анализатора есть 0 дБм, то измерительный динамический диапазон 110 дБ 6. Когда мы подключим предусилитель, мы должны уменьшить максимальный входной сигнал системы в число раз, равное коэффициенту усиления предусилителя, до –36 дБм. Однако когда мы подключаем предусилитель, средний уровень отображаемого шума поднимется на 17.5 дБ, поскольку шумовая мощность на выходе предусилителя именно на столько больше, чем собственный шум анализатора, даже после учета фактора 2.5 дБ. Теперь коэффициент усиления предусилителя надо вычитать именно из этого возросшего уровня шума. При подключенном предусилителе динамический диапазон измерений составляет 92.5 дБ, то есть на 17.5 дБ меньше, чем без предусилителя. Потери измерительного динамического диапазона равны изменению отображаемого на дисплее шума при подключении предусилителя.

6. См. пункт Сжатие смесителя.

Рисунок 5-4. Если отображаемый шум смещается вверх при подсоединении предусилителя, диапазон измерений сокращается на величину изменения показаний шума

Желание подобрать такой предусилитель, который даст нам улучшение в чувствительности без потери части динамического диапазона измерений, диктует нам необходимость удовлетворения второму из критериев, перечисленных ранее: сумма собственного усиления и коэффициента шума предусилителя должна быть примерно на 10 дБ меньше коэффициента шума анализатора. В этом случае шумовой фон не будет заметно меняться, когда мы подключаем предусилитель, так что, хоть мы и сдвигаем весь диапазон измерения вниз на усиление предусилителя, в конце концов мы остаемся с тем полным динамическим диапазоном, что и вначале.

Чтобы выбрать правильный предусилитель, мы должны оценить наши измерительные нужды. Если мы хотим абсолютно наилучшей чувствительности и не очень беспокоимся по поводу измерительного диапазона, мы должны выбрать предусилитель с высоким усилением и малым коэффициентом шума, так чтобы наша система получила коэффициент шума предусилителя минус 2.5 дБ. Если мы желаем иметь чувствительность получше, но не можем себе позволить потерять никакую часть динамического диапазона, мы должны выбрать предусилитель с более низким усилением.

Достаточно интересно то, что мы можем использовать входной аттенюатор спектроанализатора для эффективного уменьшения его коэффициента шума (или, если хотите, для уменьшения усиления предусилителя). Например, если мы нуждаемся в чуть-чуть лучшей чувствительности, но не хотим жертвовать динамическим диапазоном, мы можем использовать вышеупомянутый предусилитель и радиочастотное ослабление в 30 дБ на входном аттенюаторе анализатора. Это ослабление увеличивает коэффициент шума анализатора с 24 до 54 дБ. Теперь усиление плюс коэффициент шума предусилителя (36+8) на 10 дБ меньше, чем коэффициент шума анализатора, и мы отмечаем выполнение условий второго критерия. Теперь коэффициент шума системы:

Это дает улучшение коэффициента шума на 6 дБ по сравнению со случаем использования одного только анализатора и 0 дБ входного ослабления. Так мы улучшили на 6 дБ чувствительность и практически не пожертвовали динамическим диапазоном.

Конечно, есть предусилители, которые попадают в промежуток между этими двумя крайними случаями. Рис. 5-5 поможет нам определить коэффициент шума системы, если мы знаем коэффициенты шума анализатора и предусилителя и коэффициент усиления предусилителя. Обратимся к графику на Рис. 5-5, определяя NFpre + Gpre — NFsa . Если значение меньше нуля, мы находим соответствующую точку на пунктирной кривой и смотрим коэффициент шума системы на левой оси ординат, в дБ над уровнем NFsa — Gpre. Если NFpre + Gpre — NFsa величина положительная, мы ищем соответствующую точку на сплошной кривой и смотрим значение коэффициента шума системы на правой оси ординат, выраженное в дБ относительно значения NFpre. Давайте для начала проверим два наших крайних случая.

Рисунок 5-5. Коэффициент шума системы для синусоидальных сигналов

Когда NFpre + Gpre — NFsa становится меньше -10 дБ, мы видим, что коэффициент шума системы асимптотически стремится к NFsa — Gpre. Когда та же величина становится больше +15 дБ, коэффициент шума системы асимптотически приближается к NFpre минус 2.5 дБ.

Теперь давайте рассмотрим два численных примера. Ранее мы предположили, что коэффициент шума нашего анализатора равен 24 дБ. Каков будет коэффициент шума системы, если мы подключим еще и Agilent 8447D, предусилитель с коэффициентом шума примерно 8 дБ и коэффициентом усиления 26 дБ? Сначала определим, что NFpre + Gpre — NFsa равно +10 дБ. Из графика на Рис. 5-5 находим, что коэффициент шума системы примерно NFpre – 1.8 дБ, или около 8 — 1.8 = 6.2 дБ. На графике уже учтен фактор 2.5 дБ. С другой стороны, если усиление предусилителя всего 10 дБ, то NFpre + Gpre — NFpre будет -6 дБ. В этом случае по графику определяем коэффициент шума системы NFsa — Gpre + 0.6 дБ, или 24 – 10 + 0.6 = 14.6 дБ 7. (При определении коэффициента шума отдельного анализатора, проведенном ранее, фактор 2.5 дБ не вводился, поскольку измеренный шум мы снимали непосредственно с дисплея, а отображаемый шум уже учитывает эти 2.5 дБ.)

7. Более подробно о коэффициенте шума см. в документе Agilent Application Note 57-1 “Fundamentals of RF and Microvave Noise Figure Measurements”.

Многие современные анализаторы спектра имеют опциональные встроенные предусилители. По сравнению с подключаемыми предусилителями, встроенные предусилители упрощают измерительное оборудование и исключают необходимость в дополнительных кабелях. Амплитудные измерения гораздо удобнее проводить с использованием встроенного предусилителя, поскольку комбинация предусилитель/анализатор калибруется одновременно как система, и отображаемые на экране амплитудные значения будут соответствующим образом откорректированы. В случае с внешним предусилителем будет необходимо скорректировать показания анализатора путем изменения опорного уровня на величину усиления предусилителя. Многие современные анализаторы спектра позволяют произвести ввод значения усиления предусилителя со своей передней панели. Затем анализатор применяет это введенное значение к отображаемому опорному уровню, так что можно непосредственно наблюдать скорректированные результаты измерения на экране.

Шум как сигнал

Пока что мы рассматривали внутренний шум измерительной системы (анализатор или предусилитель/анализатор). Мы описали, как средний отображаемый средний уровень шума системы ограничивает ее общую чувствительность. Однако, порой тем сигналом, который мы хотим измерить, является случайный шум. Из-за природы шума, супергетеродинный анализатор спектра показывает значение, меньшее, чем истинное значение шума. Давайте посмотрим, почему это так, и что можно сделать, чтобы внести коррекцию.

Под случайным шумом мы понимаем сигнал, чье мгновенное значение во времени имеет гауссово распределение вероятностей, как показано на Рис. 5-6. Например, тепловой шум, или шум Джонсона, обладает таким распределением.

Подобный сигнал не имеет дискретных спектральных компонент, поэтому мы не можем выбрать какую-то конкретную компоненту и измерить ее, чтобы получить представление о величине сигнала. На самом деле, мы должны определить, что мы считаем величиной сигнала. Если мы замерим сигнал в произвольный момент времени, теоретически мы можем получить любую величину. Нам нужна некоторая мера, которая выразит шумовой уровень, усредненный по времени. Мощность и среднее квадратичное отклонение оба удовлетворяют этому требованию.

Мы уже видели, что и видео-фильтрация и видео-усреднение уменьшают размах флуктуаций сигнала и могут дать нам ровную величину. Мы должны приравнять эту величину или к мощности или к среднеквадратичному напряжению. Среднеквадратичная величина гауссовского распределения равна его стандартному отклонению σ.

Рисунок 5-6. Амплитуда случайного шума имеет гауссово распределение (см. прим. ред.)

Давайте начнем с анализатора с линейным масштабом дисплея. Гауссовский шум на входе ограничен по полосе после прохождения через цепь ПЧ, и его огибающая принимает форму релеевского распределения (Рис. 5-7).

Шум, который мы видим на дисплее, то есть сигнал с выхода детектора огибающей, есть распределенная по Релею огибающая входного шумового сигнала. Чтобы получить стабильное среднее значение, мы используем видео-фильтрацию для усреднения. Среднее значение распределения Релея равно 1.253 σ.

Но наш анализатор – это пиковый вольтметр, настроенный на отображение среднеквадратичного значения синусоидальной волны. Для перевода пиковых значений в среднеквадратичные, наш анализатор масштабирует свои показания в 0.707 раз (-3 дБ). Среднее значение распределенного по Релею шума масштабируется в той же пропорции, давая нам значение 0.886 σ (1.05 дБ ниже σ). Чтобы приравнять среднее значение, демонстрируемое на дисплее, к среднеквадратичному напряжению входного шумового сигнала, мы должны учесть ошибку в отображаемой величине. Заметим, что ошибка эта не является неопределенностью; это постоянная ошибка, которую можно скорректировать добавлением 1.05 дБ к отображаемой величине.

В большинстве анализаторов спектра масштаб дисплея (логарифмический или линейный по напряжению) определяет масштаб, в котором будет проведено усреднение шумового распределения при помощи видеофильтра или межкадрового усреднения. Обычно анализатор спектра используется с логарифмическим масштабом дисплея, и этот режим вносит добавку в ошибку измерения шума. Усиление логарифмического усилителя является функцией амплитуды сигнала, так что высокие уровни шумового сигнала не усиливаются в одинаковой пропорции с низкими уровнями шумового сигнала. В результате на выходе детектора огибающей будет скошенное распределение Релея, и его среднее значение, полученное видео-фильтрацией или усреднением, будет еще на 1.45 дБ ниже. Получается, что в логарифмическом режиме средний уровень шума отображается на 2.5 дБ ниже. И снова эта ошибка не есть неопределенность, и ее всегда можно скорректировать8.

8. В приборах серии ESA и PSA усреднение может быть переключено в режим усреднения видео, напряжения или мощности (среднеквадратичное), независимо от выбранного режима дисплея. При использовании усреднения мощности поправка не требуется, поскольку среднеквадратичный уровень определяется квадратом амплитуды сигнала, а не логарифмом или огибающей напряжения.

Это и есть тот фактор 2.5 дБ, который мы встретили при недавнем обсуждении предусилителей, в случае, когда выходная мощность шума предусилителя равна или больше величины собственного шума анализатора.

Рисунок 5-7. Огибающая ограниченного по полосе гауссовского шума имеет распределение Релея

Другим фактором, влияющим на измерения шумовых сигналов, является полоса, в которой производятся измерения. Мы видели, как изменение полосы разрешения влияет на отображаемый уровень внутреннего шума анализатора. Полоса влияет на внешний шумовой сигнал подобным же образом. Чтобы сравнить измерения, сделанные на различных анализаторах, мы должны знать полосу, использованную в каждом случае.

Не только полоса анализатора по уровню 3 дБ (или 6 дБ) влияет на измеряемый шумовой уровень, но и форма АЧХ разрешающего фильтра* также играет некоторую роль. Чтобы сделать сравнения возможными, мы определяем стандартную шумовую полосу: ширину прямоугольного фильтра, который пропускает ту же шумовую мощность, что и фильтр нашего анализатора. Для окологауссовских фильтров анализаторов фирмы Agilent эффективная шумовая полоса в 1.05 – 1.13 раз шире полосы по уровню 3 дБ, в зависимости от полосовой избирательности. Например, разрешающий фильтр с полосой 10 кГц по уровню 3 дБ имеет эффективную шумовую полосу 10.5 – 11.3 кГц.

Если мы используем формулу 10 log(BW2/BW1) для подгонки отображаемого шумового уровня к тому, который мы должны измерить в эффективной шумовой полосе, соответствующей полосе по уровню 3 дБ, мы находим, что подгоночная величина меняется от

Другими словами, если мы вычитаем нечто между 0.21 и 0.53 дБ из отображаемого шумового уровня, мы получим шумовой уровень в эффективной шумовой полосе, который удобен для расчетов. Для нижеследующих примеров мы используем величину 0.5 дБ в качестве разумного компромисса для коррекции полосы9.

9. Анализаторы серии ESA калибруют каждую полосу разрешения во время процедуры установки ПЧ, чтобы определить эквивалентную шумовую полосу. Анализаторы серии PSA имеют заявленную в спецификации точность эффективной шумовой полосы в рамках 1% (±0.044 дБ).

Давайте рассчитаем суммарную коррекцию для различных видов усреднения:

Линейное усреднение (напряжения):
Распределение Релея (линейный режим): 1.05 дБ
Отношение полосы по уровню 3 дБ к эффективной шумовой полосе: -0.5 дБ
Суммарная коррекция: 0.55 дБ

Логарифмическое усреднение:
Логарифм распределения Релея: 2.5 дБ
Отношение полосы по уровню 3 дБ к эффективной шумовой полосе: -0.5 дБ
Суммарная коррекция: 2 дБ

Усреднение мощности (среднеквадратичное):
Распределение мощности: 0 дБ
Отношение полосы по уровню 3 дБ к эффективной шумовой полосе: -0.5 дБ
Суммарная коррекция: -0.5 дБ

Многие современные анализаторы с микропроцессорным управлением позволяют использовать шумовой маркер. При этом микропроцессор переключает анализатор в режим усреднения мощности, рассчитывает среднее значение по некоторому количеству дисплейных точек маркера10, нормализует и корректирует значение к 1 Гц эффективной шумовой полосы, и отображает нормализованное значение.

10. Например, приборы серии ESA и PSA рассчитывают среднее за половину деления, независимо от количества дисплейных точек.

Анализатор сам делает тяжелую часть работы. А перевести значение шумового маркера в другие полосы уже легко. Например, если мы хотим знать полную мощность шума в канале связи 4 МГц, мы добавляем 10log(4000000/1) или 66 дБ к значению шумового маркера11.

11. Многие современные анализаторы делают эти вычисления еще проще при помощи функции «Мощность Канала». Пользователь вводит полосу интегрирования канала и помещает сигнал в центр дисплея. Функция «Мощность Канала» вычисляет полную мощность сигнала в канале.

Предусилитель для измерения шума

Поскольку обычно шумовые сигналы имеют низкий уровень, мы часто нуждаемся в предусилителе, чтобы получить подходящую чувствительность для их измерения. Однако, сперва мы должны пересчитать чувствительность нашего анализатора. Выше мы определили чувствительность как уровень синусоидального сигнала, который равен отображаемому среднему шумовому фону. Поскольку анализатор калибруется так, чтобы показать правильную амплитуду синусоиды, никаких поправок для сигнала не нужно. Но шум располагается на 2.5 дБ ниже, поэтому входной шумовой сигнал должен быть на 2.5 дБ выше шумового фона анализатора, чтобы быть на том же уровне к моменту отображения на дисплее.

Внутренний и внешний шумовые сигналы складываются по мощности, так что отображаемый шум увеличивается на 3 дБ, то есть в 2 раза по мощности. Поэтому мы можем определить коэффициент шума нашего анализатора для шумового сигнала как:

Если использовать тот же шумовой фон, что и прежде, -110 дБ в полосе разрешения 10 кГц, то получим:

Как и в случае с синусоидальным сигналом, NFSA(N) не зависит от полосы разрешения, и показывает нам, насколько выше над kTB должен быть шумовой сигнал, чтобы сравняться с шумовым фоном нашего анализатора.

Когда мы добавляем предусилитель к нашему анализатору, коэффициент шума системы улучшается. Однако мы уже учли фактор 2.5 дБ в нашем определении NFSA(N), так что график коэффициента шума системы становится таким, как показано на Рис. 5-8. Коэффициент шума для шумового сигнала определяется точно так же, как и в предыдущем случае с синусоидальным сигналом.

Рисунок 5-8. Коэффициент шума системы для шумовых сигналов

Глава 6 Динамический диапазон

Определение

Динамический диапазон обычно понимают, как возможность анализатора измерять гармонически связанные сигналы и взаимодействия двух или более сигналов; например, измерять гармонические искажения второго и третьего порядков или интермодуляции третьего порядка. Имея дело с подобными измерениями, нужно помнить, что входной смеситель анализатора спектра – устройство нелинейное, и поэтому всегда генерирует собственные искажения. Для нелинейности смесителя имеется причина. Он должен быть нелинейным, чтобы преобразовывать входной сигнал на желаемую ПЧ. Но нежелательные продукты искажения, генерируемые в смесителе, попадают на те же частоты, на которых находятся те продукты искажений, которые мы желаем измерить для изучения входного сигнала.

Поэтому мы можем определить динамический диапазон следующим образом: это есть отношение, выраженное в дБ, наибольшего и наименьшего сигналов, одновременно присутствующих на входе анализатора спектра, которое допускает измерение наименьшего сигнала с заданной степенью неопределенности.

Заметим, что точность измерения есть часть определения. Ниже мы увидим, как внутренний шум и искажения влияют на точность.

Зависимость динамического диапазона от внутренних искажений

Чтобы определить зависимость динамического диапазона от искажения, мы должны вначале точно определить поведение входного смесителя. Большинство анализаторов, в частности те, что применяют гармоническое смешение для расширения своего диапазона перестройки1, используют диодные смесители. Другие типы смесителей ведут себя подобным же образом.

  1. см. Главу 7 Расширение частотного диапазона.

Ток через идеальный диод можно выразить так:

Мы можем разложить это выражение в ряд:

Приложим теперь к смесителю два сигнала. Один будет входным сигналом, который мы хотим анализировать, другой – сигналом гетеродина, необходимым для перевода сигнала на ПЧ:

Легко математически найти желаемый продукт смешения на промежуточной частоте:

Кроме того, генерируется другой член:

но когда мы обсуждали уравнение настройки, мы обнаружили, что хотим иметь частоту гетеродина выше ПЧ, поэтому частота ωLO + ω1 также всегда выше ПЧ.

При постоянном уровне гетеродина сигнал на выходе смесителя линеен относительно уровня входного сигнала. На практике это верно до тех пор, пока входной сигнал более чем на 15 – 20 дБ ниже уровня гетеродина. Здесь есть также члены, включающие гармоники входного сигнала:

Эти члены говорят нам, что динамический диапазон благодаря внутренним искажениям зависит от уровня сигнала на входе смесителя. Посмотрим, как это работает, используя для нашего определения динамического диапазона разность в дБ между основной частотой и внутренне генерируемым искажениями.

Аргумент синуса в первом члене включает 2ω1, поэтому он представляет вторую гармонику входного сигнала. Уровень этой гармоники есть функция квадрата амплитуды основной частоты, V12. Этот факт говорит нам, что на каждый дБ сигнала на основной частоте приходится два дБ второй гармоники. См. Рис. 6-1. Второй член включает 3ω1, третью гармонику, пропорциональную кубу амплитуды входного сигнала, V13. Поэтому на 1 дБ изменения на основной частоте на входе смесителя приходится 3 дБ изменения внутренне генерируемой третьей гармоники.

Искажения часто описываются их порядком. Порядок можно определить обозначением коэффициента, связанного с частотой сигнала, или показателем экспоненты, связанной с амплитудой. Поэтому искажения типа второй гармоники есть искажения второго порядка, а третья гармоника – искажения третьего порядка. Порядок также показывает изменение внутренне генерируемых искажений относительно изменения на основной частоте, которая создает эти искажения.

Теперь добавим второй входной сигнал:

На этот раз можем получить математически:

Рисунок 6-1. Изменение уровней основных частот в смесителе

Здесь представлены интермодуляционные искажения, получаемые при взаимодействии двух входных сигналов между собой. Продукт искажений, находящийся ниже частот входных сигналов, располагается на частоте 2ω1-ω2, и попадает ниже ω1 на разностную частоту сигналов ω2-ω1. Продукт искажений, находящийся выше частот входных сигналов, располагается на частоте 2ω2-ω1, и попадает выше частоты ω2 на ту же разность. См. Рис. 6-1.

Снова напомним, что динамический диапазон зависит от уровня сигналов на входе смесителя. Внутренне генерируемые искажения изменяются как продукты V12 и V2 в первом случае, как продукты V1 и V22 – во втором случае. Если V1 и V2 имеют одинаковые амплитуды, обычный случай при проведении измерения искажений, мы можем трактовать их продукты как кубические члены (V13 или V23). Поэтому для каждого дБ одновременного изменения двух входных сигналов, будет 3 дБ изменения продуктов искажений, как показано на Рис. 6-1.

Это та же степень изменения, которую мы видели при гармонических искажениях третьего порядка. И это, на самом деле, тоже искажения третьего порядка. В этом случае мы можем определить степень искажений, суммируя коэффициенты при ω1 и при ω2 (то есть 2ω1-1ω2 дает 2+1=3) или показатели экспонент при V1 и при V2.

Все это говорит о том, что динамический диапазон зависит от уровня сигнала на смесителе. Откуда мы знаем, какой уровень необходим на смесителе для проведения конкретного измерения? В документацию на большинство анализаторов включаются графики, чтобы сказать нам как меняется динамический диапазон. Однако если никаких графиков нет, мы можем построить свои собственные2.

2. Более подробно о том, как построить собственные графики динамического диапазона, см. документ Agilent PSA Performance Spectrum Analyzer Series Product Note, Optimizing Dynamic Range for Distortion Measurements.

Нам нужна отправная точка, и ее мы можем получить из документации. Вначале посмотрим на искажения второго порядка. Предположим, в документации указано, что гармонические искажения второго порядка на 75 дБ ниже сигнала -40 дБм на входе смесителя. Поскольку измерение искажений относится к относительным измерениям и (по крайней мере, в данный момент) мы называем динамическим диапазоном разность в дБ между сигналом основной частоты и внутренне генерируемыми искажениями, мы получили нашу отправную точку. Внутренне генерируемый искажения второго порядка 75 дБ, поэтому мы можем измерять искажения ниже 75 дБ. Наносим эту точку на график, где по осям нанесены искажения (дБн — дБ по отношению к несущей) – по вертикальной оси, в зависимости от уровня на смесителе (уровень на входном разъеме минус установка входного аттенюатора). См. Рис. 6-2. Что случится, если уровень сигнала на входе смесителя упадет до –50 дБм? Как отмечено на Рис. 6-1, для каждого дБ изменения уровня сигнала на входе смесителя на основной частоте будет 2 дБ изменения внутренне генерируемой второй гармоники. Но для измерительных целей мы интересуемся только относительным изменением, то есть тем, что случится с нашим измерительным диапазоном. В этом случае, для каждого дБ, на который сигнал основной частоты изменится на входе смесителя, измерительный диапазон изменится также на 1 дБ. Тогда в нашем примере со второй гармоникой, когда уровень сигнала на входе смесителя изменится от –40 дБм до –50 дБм, внутренние искажения, а значит, измерительный диапазон, изменятся от –75 дБн до –85 дБн. Действительно, эти точки попадают на линию с угловым коэффициентом 1, которая описывает динамический диапазон для любого входного уровня на смесителе.

Мы можем построить подобную линию и для искажений третьего порядка. Например, в документации указано, что искажения третьего порядка, скажем, -85 дБн для сигнала уровня –30 дБм на входе смесителя. Снова, это наша начальная точка, и мы отметим на графике точку, показанную на Рис. 6-2. Если мы теперь снизим уровень сигнала на смесителе до –40 дБм, что случится? Обращаясь снова к Рис. 6-1, мы видим, что и искажения, связанные с третьей гармоникой, и интермодуляционные искажения третьего порядка падают на 3 дБ за каждый дБ, на который падает сигнал на основной частоте. И снова нам важна только разность. Если уровень сигнала на входе смесителя изменяется от –30 дБм до –40 дБм, разность между сигналом основной частоты и внутренне генерируемыми искажениями изменяется на 20 дБ. Так что величина внутренних искажений будет -105 дБн. Эти две точки попадают на линию, имеющую угловой коэффициент 2, давая нам поведение искажений третьего порядка для любого уровня на смесителе.

Рисунок 6-2. Динамический диапазон в зависимости от искажений и шума

Иногда поведение интермодуляционных искажений третьего порядка дается в терминах TOI (Third Order Intercept, точка пересечения третьего порядка). Это уровень на смесителе, при котором внутренне генерируемые искажения третьего порядка должны быть равными основным, или 0 дБн. Эта ситуация невозможна на практике, поскольку при этом смеситель должен быть глубоко в насыщении. Однако с математической точки зрения TOI есть исключительно удобная точка, поскольку мы знаем наклон линии. Поэтому даже с TOI как стартовой точкой мы можем определить степень внутренне генерируемых искажений при заданном уровне сигнала на входе смесителя.

Мы можем рассчитать TOI из информации, указанной в документации прибора. Поскольку динамический диапазон третьего порядка меняется на 2 дБ на каждый дБ изменения уровня сигнала на основной частоте на входе смесителя, мы получим TOI, вычитая половину указанного в спецификации динамического диапазона в дБ из уровня на основной частоте:

Используя величины из выше проведенного обсуждения, получаем:

Проверка аттенюатором

Понимание графика искажений важно, но мы можем провести несложную проверку для определения того, являются ли отображаемые продукты искажений истинными входными сигналами, или внутренне генерируемыми сигналами. Измените входное ослабление. Если отображаемая величина продуктов искажений останется той же, компоненты есть часть входного сигнала. Если отображаемая величина изменилась, продукты искажений есть внутренне генерируемые или сумма внешних и внутренне генерируемых сигналов. Продолжаем изменять ослабление до тех пор, пока отображаемые продукты искажений не перестанут изменяться, и затем завершаем измерение.

Шум

Есть и другое ограничение динамического диапазона, и это – шумовой фон нашего анализатора. Возвращаясь к нашему определению динамического диапазона как отношения наибольшего и наименьшего измеряемого сигналов, понимаем, что средний шум устанавливает предел наименьшему сигналу. Поэтому динамический диапазон зависит от шума и становится отношением сигнал/шум, в котором сигнал основной частоты становится тем объектом, искажения которого мы хотим измерить.

Нанести шум на график динамического диапазона довольно просто. Например, предположим, что в документации на анализатор его отображаемый средний шум задан спецификацией в –110 дБм в полосе разрешения 10 кГц. Если наш сигнал на основной частоте имеет уровень –40 дБм на смесителе, то это на 70 дБ выше среднего шума, поэтому мы имеем отношение сигнал/шум 70 дБ. На каждый дБ, на который мы снижаем уровень сигнала на входе смесителя, мы теряем 1 дБ отношения сигнал/шум. Наша шумовая кривая есть прямая линия, имеющая угловой коэффициент –1, как показано на Рис. 6-2.

Если мы на какое-то время пренебрежем соображениями точности измерения, то наилучший динамический диапазон будет на пересечении подходящей кривой искажений и кривой шума. Рис. 6-2 показывает нам, что наш максимальный динамический диапазон для искажений второго порядка есть 72.5 дБ; для искажений третьего порядка – 81.7 дБ. На практике пересечение кривых шума и искажений не является четко определенной точкой, потому что шум дает вклад в продукты искажений, снижая динамический диапазон на 2 дБ при использовании логарифмического масштаба с логарифмическим усреднением.

На Рис. 6-2 показан динамический диапазон для одной полосы разрешения. Мы, конечно, можем улучшить динамический диапазон путем сужения полосы разрешения, но здесь нет взаимно однозначного соответствия между сниженным шумовым уровнем и улучшением динамического диапазона. Для искажений второго порядка улучшение есть половина изменения шумового уровня; для искажений третьего порядка улучшение есть две трети изменения шумового уровня. См. Рис. 6-3.

Рисунок 6-3. Уменьшение полосы разрешения улучшает динамический диапазон

Окончательный ограничитель динамического диапазона — это фазовый шум гетеродина анализатора спектра, и он влияет только на измерения искажений третьего порядка. Например, предположим, что мы проводим измерения интермодуляционных искажений третьего порядка на усилителе, и наши подаваемые частоты разделены на 10 кГц. Продукты искажений третьего порядка будут отделены от подаваемых частот также на 10 кГц. Для этих измерений мы можем использовать полосу разрешения в 1 кГц. Глядя на Рис. 6-3 и допуская уменьшение шумовой кривой на 10 дБ, мы обнаружим максимальный динамический диапазон порядка 88 дБ. Предположим, однако, что на отстройке в 10 кГц наш фазовый шум всего -80 дБн. Тогда 80 дБ становятся непреодолимым ограничением динамического диапазона для нашего измерения, как показано на Рис. 6-4.

Рисунок 6-4. Фазовый шум может ограничить измерение интермодуляционных искажений третьего порядка

Окончательно, можно сказать, что динамический диапазон анализатора спектра ограничен тремя факторами: искажениями во входном смесителе; широкополосным шумовым уровнем (чувствительностью) системы и фазовым шумом гетеродина.

Динамический диапазон в зависимости от неопределенности измерений

В наших предыдущих обсуждениях амплитудной точности мы рассматривали только те пункты, которые перечислены в Табл. 4-1, плюс рассогласование. Мы не обсудили возможности того, что внутренне генерируемый продукт искажений (синусоида) может быть на той же частоте, что и внешний сигнал, который мы хотим измерить. Однако внутренне генерируемые продукты искажений попадают точно на те же частоты, что и продукты искажений, которые мы хотим измерить у внешних сигналов. Проблема здесь в том, что нет способа узнать фазовые соотношения между внешними и внутренними сигналами. Поэтому мы только можем определить потенциальный диапазон неопределенности:

Взглянем на Рис. 6-5. Например, если мы обеспечим условия, когда внутренне генерируемые искажения равной по амплитуде искажениям входящего сигнала, ошибка измерения может быть от +6 дБ (два сигнала точно в фазе) до минус бесконечности (два сигнала точно в противофазе и поэтому взаимно уничтожаются). Подобная неопределенность в большинстве случаев неприемлема. Если мы установим предел на неопределенность измерения в ±1 дБ, то Рис. 6-5 показывает нам, что внутренне генерируемый продукт искажений должен быть примерно на 18 дБ ниже продукта искажений, который мы хотим измерить. Чтобы построить кривые динамического диапазона для измерений второго и третьего порядков с неопределенностью измерения не более чем 1 дБ, мы должны сместить кривые на Рис. 6-2 на 18 дБ, как показано на Рис. 6-6.

Рисунок 6-5. Неопределенность в зависимости от разности амплитуд двух синусоид одной частоты

Далее рассмотрим неопределенность из-за низкого отношения сигнал/шум. Продукты искажений, которые мы хотим измерить, есть, как мы надеемся, низкоуровневые сигналы, и часто они находятся на шумовом уровне анализатора или близки к нему. В подобных случаях мы обычно используем видеофильтр, чтобы сделать эти низкоуровневые сигналы более различимыми. Рис. 6-7 показывает ошибку отображаемого уровня сигнала в зависимости от отношения сигнал/шум для обычного анализатора спектра. Заметим, что ошибка имеется только одного знака, поэтому мы можем корректировать ее. Однако обычно мы не делаем этого. Поэтому для измерения динамического диапазона примем, что ошибка за счет шума составляет 0.3 дБ, и сместим шумовую кривую на 5 дБ, как показано на Рис. 6-6. Там, где кривая искажений и шумовая кривая пересекаются, максимально возможная ошибка должна быть менее 1.3 дБ.

Рисунок 6-6. Динамический диапазон для максимальной неопределенности 1.3 дБ

Посмотрим, что случится с динамическим диапазоном в результате нашей обеспокоенности неопределенностью измерений. Как показано на Рис. 6-6, динамический диапазон искажений второго порядка изменяется с 72.5 дБ до 61 дБ, с разницей в 11.5 дБ. Это – половина полного сдвига двух кривых (18 дБ для искажений, 5 дБ для шума). Искажений третьего порядка изменяются с 81.7 дБ до примерно 72.7 дБ с разницей примерно в 9 дБ. В последнем случае изменение – это одна треть от 18-дБ сдвига кривой искажений плюс две трети от 5-дБ сдвига кривой шума.

Рисунок 6-7. Неопределенность отображаемой амплитуды сигнала из-за шума

Сжатие усиления

При обсуждении динамического диапазона мы до сих пор не задумывались, насколько точно отображается больший тон, даже в относительном смысле. При увеличении уровня входного синусоидального сигнала, уровень сигнала на входе смесителя, в конце концов, становится настолько высоким, что желаемый выходной продукт смешения уже не изменяется линейно по отношению к амплитуде входного сигнала. Смеситель достигает насыщения и отображаемая амплитуда сигнала становится слишком мала. Насыщение – процесс скорее постепенный, нежели мгновенный. Чтобы помочь нам работать не в режиме насыщения, обычно задается точка сжатия 1 дБ. Обычно сжатие усиления начинается при уровне сигнала на входе смесителя в диапазоне от -5 до +5 дБм. Поэтому мы можем определить установку входного аттенюатора для проведения точного измерения сигналов высокого уровня3. Анализаторы спектра с цифровой секцией ПЧ в случае выхода за рамки диапазона АЦП выведут на экран сообщение о перегрузке ПЧ.

3. Многие анализаторы внутренне контролируют комбинированную установку входного аттенюатора и усиления по ПЧ, так что появление на входе смесителя сигнала, равного уровню сжатия, создает отклонение от верхней линии масштабной сетки. Поэтому мы не можем нечаянно провести неправильные измерения.

На самом деле, существуют три различных метода оценки сжатия. Традиционный метод, называемый однотоновым сжатием, измеряет изменение усиления прибора (усилителя, или смесителя, или системы), когда мощность входного сигнала увеличивается. Это тот метод, который мы только что описали. Отметим, что точка однотонового сжатия значительно выше, чем уровни сигналов основной частоты, указанные выше даже для динамического диапазона средней величины. Поэтому мы были правы, когда не волновались по поводу возможного сжатия больших сигналов.

Второй метод, названный сжатием двухтонового сигнала, измеряет изменение усиления системы для малых сигналов, пока мощность больших сигналов увеличивается. Сжатие двухтонового сигнала применяется при измерении многих CW-сигналов, таких как боковые полосы и независимые сигналы. Порог сжатия для этого метода обычно на несколько дБ ниже, чем таковой в однотоновом методе. Этот метод используется фирмой Agilent Technologies для определения сжатия усиления анализаторов спектра.

Третий метод, называемый сжатием импульстного сигнала, измеряет изменение усиления системы узкого (широкополосного) радиочастотного импульса, когда мощность импульса увеличивается. Когда измеряются импульсы, мы часто используем полосу разрешения намного более узкую, чем полоса частот спектра импульса, поэтому наш анализатор отображает уровень сигнала гораздо ниже пиковой мощности импульса. В результате, мы можем не знать о том, что полная мощность сигнала выше порога сжатия смесителя. Высокий порог улучшает отношение сигнал/шум для высокомощного ультра-узкого импульса или импульса с линейной модуляцией частоты. Порог при этом примерно на 12 дБ выше, чем для сжатия двутонового сигнала в анализаторах Agilent 8560EC. Тем не менее, поскольку различные механизмы влияют на методы однотонового, двутонового и импульсного сжатия по-разному, любой порог сжатия может быть ниже, чем какой-то другой.

Дисплейный диапазон и диапазон измерений

Есть два дополнительных диапазона, которые часто путают с динамическим диапазоном: дисплейный диапазон и измерительный диапазон. Дисплейный диапазон, часто называемый дисплейным динамическим диапазоном, имеет отношение к калиброванному амплитудному диапазону дисплея анализатора. Например, дисплей с десятью делениями будет, очевидно, иметь дисплейный диапазон 100 дБ, когда мы выбираем 10 дБ на деление. Это абсолютно верно для современных анализаторов с цифровой секцией ПЧ, например, приборов серии PSA. Это также верно и для серии ESA-E при использовании узких (от 10 до 300 Гц) полос разрешения. Однако, анализаторы спектра с аналоговой секцией ПЧ обычно калибруются лишь на первые 85 или 90 дБ вниз от опорного уровня. В этом случае нижняя линия сетки обозначает сигнал с нулевой амплитудой, поэтому нижняя часть дисплея представляет собой область диапазона от -85 или -90 дБ до минус бесконечности относительно опорного уровня.

Другой ограничивающий фактор, в случае анализаторов с аналоговой частью ПЧ – это диапазон логарифмического усилителя. Например, в приборах серии ESA-L используется 85-дБ логарифмический усилитель. Поэтому измерения только до 85 дБ вниз от опорного уровня могут быть верными.

Вопрос состоит в том, можем ли мы использовать полный дисплейный диапазон? Из проведенного выше обсуждения динамического диапазона мы знаем, что в общем случае ответ «да». На самом деле, динамический диапазон часто даже превосходит дисплейный диапазон или диапазон логарифмического усилителя*. Чтобы перевести меньшие сигналы на калиброванную область дисплея, мы должны увеличить усиление ПЧ. Но при этом мы двигаем большие сигналы за верхний предел дисплея, выше опорного уровня. Некоторые анализаторы фирмы Agilent – например, приборы серии PSA, — позволяют провести измерения сигналов, когда они выше опорного уровня, без изменения точности, с которой отображаются меньшие сигналы. Это показано на Рис. 6-8. Поэтому мы действительно можем пользоваться преимуществом полного динамического диапазона анализатора даже тогда, когда динамический диапазон превосходит дисплейный диапазон. На Рис. 6-8, несмотря на то, что опорный уровень изменился с -8 дБм до -53 дБм, и сигнал ушел далеко за верхний предел экрана, показания маркера не изменились.

Рисунок 6-8. Дисплейный диапазон и диапазон измерений прибора серии PSA

Измерительный диапазон есть отношение наибольшего сигнала к наименьшему сигналу, которые можно измерить в любых обстоятельствах. Верхний предел определяется максимально безопасным входным уровнем, +30 дБм (1 Ватт) для большинства анализаторов. У этих анализаторов есть входные аттенюаторы, которые могут устанавливаться до 60 или 70 дБ, так что мы можем уменьшать сигналы уровня +30 дБм до уровня, существенно более низкого, чем точка сжатия входного смесителя, и качественно измерять их. Отображаемый средний уровень собственных шумов устанавливает противоположный предел диапазона. В зависимости от минимальной полосы разрешения конкретного анализатора, уровень собственных шумов обычно лежит в диапазоне от –115 дБм до –170 дБм. Таким образом, измерительный диапазон может варьироваться в пределах от 145 дБ до 20 дБ. Конечно, мы не можем видеть сигнал –170 дБм, пока сигнал +30 дБм также присутствует на входе.

Измерение мощности в соседнем канале

TOI, SOI, 1-дБ сжатие усиления и отображаемый средний уровень собственных шумов – все это классические показатели качества анализатора спектра. Однако, с гигантским развитием цифровых систем связи, и другие меры динамического диапазона становятся не менее важными. Например, при измерении мощности соседних каналов, которое часто проводится для систем связи, основанных на CDMA (Code Division Multiple Access – множественный доступ с кодовым разделением каналов), необходимо определить количество мощности сигнала, просачивающейся или «перетекающей» в соседние или дополнительные каналы,

Рисунок 6-9. Измерение мощности в соседнем канале при помощи анализатора серии PSA

расположенные ниже и выше несущей. Пример такого измерения показан на
Рис. 6-9.

Обратите внимание на различия в мощности основного канала и соседних и дополнительных каналов. Одновременно может быть измерено до шести каналов с каждой стороны от основного.

Обычно нас интересует относительное различие между мощностью сигнала в основном канале и мощностью сигнала в соседнем или дополнительном канале. В зависимости от конкретного стандарта связи, эти измерения часто именуют измерением относительной мощности соседнего канала или относительной утечки соседнего канала. Поскольку сигналы с цифровой модуляцией, а также генерируемые ими искажения, по своему характеру очень шумоподобны, производственные стандарты обычно определяют еще и полосу канала, по которой интегрируется мощность сигнала.

Чтобы точно измерить показатель мощности в соседних каналах у исследуемого устройства (например, усилителя мощности), показатель мощности в соседних каналах самого анализатора должен быть лучше, чем у ИУ. Поэтому динамический диапазон относительной мощности соседнего канала у анализатора спектра стал ключевым параметром для измерений цифровых систем связи.

Глава 7 Расширение частотного диапазона

По мере того, как все больше и больше новых беспроводных услуг разрабатывается и становится доступными, частотный спектр становится все более и более плотно заселенным. Поэтому существует определенная тенденция разрабатывать новые продукты и услуги, работающие на более высоких частотах. Вдобавок, новые СВЧ технологии продолжают успешно развиваться, создавая растущую потребность в измерениях СВЧ диапазона. Конструкторы анализаторов спектра ответили на этот вызов созданием приборов, способных производить измерения по коаксиальному входу до 50 ГГц. А при использовании внешних смесителей, можно измерять и более высокие частоты. В этой главе мы рассмотрим методы, которые позволяют использовать анализаторы спектра на таких высоких частотах.

Внутреннее гармоническое смешение

В Главе 2 мы описали анализатор спектра с одним диапазоном частот, который перестраивается до 3 ГГц. Теперь мы хотим иметь перестройку до более высокой частоты. Наиболее практичный путь достижения подобного расширения диапазона – гармоническое смешение.

Но давайте не будем спешить. При выводе уравнения перестройки в Главе 2 мы обнаружили, что нуждаемся в фильтре нижних частот, изображенном на схеме Рис. 2-1, чтобы предотвратить попадание высокочастотных сигналов на смеситель. В результате получился анализатор с одним диапазоном частот с однозначной характеристикой, который перестраивается до 3 ГГц. Сейчас мы хотим обозревать и измерять более высокочастотные сигналы, поэтому фильтр нижних частот надо убрать.

Другими факторами, которые мы обнаружили при выводе уравнения перестройки, были выбор диапазона частот гетеродина и промежуточных частот. Мы решили, что ПЧ не должна быть внутри полосы интересующих нас частот, поскольку она создает дыру в диапазоне перестройки, в которой мы не можем производить измерения. Поэтому мы выбрали 3.6 ГГц, сдвинув ПЧ выше максимальной частоты диапазона перестройки (3 ГГц). Поскольку наш новый диапазон перестройки будет выше 3 ГГц, логично сдвинуть новую ПЧ до частоты ниже 3 ГГц. Обычная первая ПЧ для этого диапазона более высоких частот в спектральных анализаторах Agilent равна 321.4 МГц. Мы будем использовать эту частоту в наших примерах. В итоге, для нижнего поддиапазона, до 3 ГГц, наша первая ПЧ равна 3.6 ГГц. Для верхнего поддиапазона мы должны переключиться на первую ПЧ, равную 321.4 МГц. Заметим, что на Рис. 7-1 вторая ПЧ уже равна 321.4 МГц, так что все, что нам надо сделать, когда мы захотим настроиться на более высокий диапазон, это обойти первую ПЧ.

Рисунок 7-1. Схема с переключением между нижним и верхним поддиапазонами

В Главе 2 мы использовали математический подход, чтобы заключить, что мы нуждаемся в фильтре нижних частот. Как мы увидим, в этой ситуации все становится гораздо сложнее, поэтому мы будем использовать графический подход как более легкий наглядный метод увидеть, что же происходит. Нижний поддиапазон частот — это более простой случай, поэтому начнем с него. Во всех наших графиках, мы будем отсчитывать частоту гетеродина вдоль горизонтальной оси, а частоту сигнала — вдоль вертикальной оси, как показано на Рис. 7-2. Поскольку мы знаем, что получим продукт смешения, равный ПЧ (и, следовательно, отклик на дисплее), когда входной сигнал отличается от гетеродина на величину ПЧ. Поэтому мы можем определить частоту, на которую анализатор настраивается, просто прибавив ПЧ к частоте гетеродина, или вычтя ее из частоты гетеродина. Чтобы определить наш диапазон настройки, мы начинаем с вычерчивания частоты гетеродина относительно оси частоты сигнала, как показано пунктирной линией на Рис. 7-2. Вычитание ПЧ из пунктирной линии дает нам диапазон настройки от 0 до 3 ГГц, — диапазон, который мы рассматривали в Главе 2. Отметим, что эта линия на Рисунке 7-2 обозначена «1-», чтобы показать смешение на основной частоте и использование знака «минус» в уравнении перестройки. Мы можем использовать график для определения того, какая частота гетеродина требуется, чтобы принять конкретный сигнал (чтобы отобразить сигнал частоты 1 ГГц, гетеродин должен быть настроен на 4.9 ГГц), или чтобы узнать, на какой сигнал анализатор настроен при данной частоте гетеродина (при частоте гетеродина 6 ГГц спектральный анализатор настроен на прием сигнала частоты 2.1 ГГц). В нашем тексте мы округляем первую ПЧ до первого десятичного знака; точное значение ПЧ указано на структурной схеме.

Рисунок 7-2. Настроечные кривые для смешения на основной частоте в нижнем поддиапазоне частот в случае высокой ПЧ

Теперь добавим другую полосу смешения на основной частоте путем суммирования ПЧ и линии гетеродина на Рис. 7-2. Это дает нам сплошную верхнюю линию, помеченную 1+, которая представляет собой диапазон настройки от 7.8 ГГц до 10.9 ГГц. Отметим, что для конкретной частоты гетеродина, две частоты, на которые настраивается анализатор, разделены между собой на двойное значение ПЧ. Предполагая, что при проведении измерений сигналов в нижнем поддиапазоне на входе у нас будет фильтр низких частот, беспокоиться о наличии сигналов в диапазоне частот 1+ нам не надо.

Теперь посмотрим, насколько гармоническое смешение усложняет ситуацию. Гармоническое смешение происходит из-за того, что гетеродин подает на смеситель сигнал большой мощности, необходимый для эффективного смешения, и поскольку смеситель – нелинейный прибор, он генерирует гармоники сигнала гетеродина. Входящие сигналы могут смешиваться с гармониками гетеродина, а также с основной частотой, и любой продукт смешения с частотой, равной ПЧ, порождает отклик на дисплее. Другими словами, наше уравнение перестройки теперь становится таким:

Добавим преобразование на второй гармонике на наш график на Рис. 7-3 и посмотрим, насколько это усложнит нашу измерительную процедуру. Как и раньше, вначале откладываем частоту гетеродина относительно оси частоты сигнала. Умножая частоту гетеродина на два, получаем верхнюю пунктирную линию на Рис. 7-3. Так же, как мы делали это для смешения на основной частоте, просто вычтем ПЧ (3.9 ГГц) из нее, и прибавим ее к кривой второй гармоники гетеродина, чтобы получить настроечные диапазоны 2- и 2+. Поскольку они не перекрываются с желаемым настраиваемым диапазоном 1-, мы можем снова считать, что они на самом деле не усложняют измерительный процесс. Другими словами, сигналы в диапазоне 1- производят уникальные, недвусмысленные отклики на дисплее анализатора. Тот же самый фильтр низких частот, что применялся в случае смешения на основной частоте, точно так же может избавить нас и от тех откликов, что появляются в результате гармонического смешения.

Рисунок 7-3. Сигналы в частотном диапазоне «1-» порождают единственные недвусмысленные отклики в нижнем поддиапазоне частот в случае высокой ПЧ

Значительно отличается ситуация в случае верхнего поддиапазона частот и низкой ПЧ. Как и раньше, мы начинаем с построения первой гармоники частоты гетеродина рядом с осью частот сигнала, а затем добавляем и вычитаем ПЧ, получая результаты, показанные на Рис. 7-4. Заметим, что диапазоны настройки 1- и 1+ теперь располагаются значительно ближе друг к другу и они в действительности перекрываются, поскольку ПЧ много ниже, в данном случае 321.4 МГц. Усложняется ли измерительный процесс тем, что диапазоны настройки стали близко расположены? И да и нет. Прежде всего, наша система может быть калибрована только на один диапазон настройки. В этом случае мы должны выбрать настройку 1-, что даст нам частоту 2.7 ГГц на нижней границе так, чтобы мы имели некоторое перекрытие с частотой 3 ГГц на верхней границе нашего диапазона настройки в нижнем поддиапазоне частот. Тогда что же мы можем увидеть на дисплее? Если посмотреть на график частот гетеродина на отметке 5 ГГц, то мы обнаружим две возможных частоты сигнала, которые дадут нам отклики в одной и той же точке на дисплее: 4.7 и 5.3 ГГц (это снова округленные числа). С другой стороны, если мы взглянем на ось частот сигнала в точке 5.3 ГГц, то увидим, что, вдобавок к отклику 1+ на частоте гетеродина в 5 ГГц, мы можем также получить отклик 1-. Это произойдет, если мы позволим гетеродину достроиться до 5.6 ГГц, то есть на два значения ПЧ выше 5 ГГц. Также, если мы посмотрим на график частоты сигнала в точке 4.7 ГГц, мы обнаружим отклик 1+ на частоте гетеродина около 4.4 ГГц (на две ПЧ ниже 5 ГГц) вдобавок к отклику 1- на частоте гетеродина в 5 ГГц. Таким образом, для каждого полезного отклика диапазона настройки 1- будет существовать второй отклик, расположенный на два значения ПЧ ниже по частоте. Эти пары откликов называют множественными откликами.

При таком преобразовании сигналов вполне возможен случай, когда сигналы на разных частотах произведут отклик в одной и той же точке на дисплее, то есть, на одинаковой ПЧ. Как видно на Рис. 7-4, входные сигналы 4.7 ГГц и 5.3 ГГц дают отклик на ПЧ, когда частота гетеродина равна 5 ГГц. Эти сигналы называются зеркальными частотами, и они разнесены также на двойную величину ПЧ.

Ясно, что нам необходим способ разделения откликов, генерируемых на настроечной кривой 1-, для которой анализатор калиброван, и откликов, производимых на настроечной кривой 1+. Однако, прежде чем рассмотреть решение проблемы разделения сигналов, добавим кривые гармонического смешения на 26.5 ГГц и посмотрим, есть здесь какие-либо дополнительные факторы, которые мы должны учесть в процессе идентификации сигналов.

Рисунок 7-4. Настроечные кривые для смешения на основной частоте в верхнем поддиапазоне частот в случае низкой ПЧ

При внимательном рассмотрении Рис. 7-5 можно обнаружить некоторые дополнительные сложности. Здесь анализатор спектра настроен для работы в нескольких полосах настройки. В зависимости от частоты, на которую настроен анализатор, его дисплей калибруется по частоте для конкретной гармоники гетеродина. Например, для диапазона входных частот от 6.2 до 13.2 ГГц, анализатор спектра калиброван для настроечной кривой 2-. Предположим, что на вход подается сигнал 11 ГГц. По мере развертки гетеродина по частоте, этот сигнал произведет отклики на частоте ПЧ на настроечных кривых 3+, 3-, 2+ и 2-. Нужный нам отклик на настроечной кривой 2- появится, когда частота гетеродина будет удовлетворять уравнению настройки:

Аналогично, мы можем рассчитать, что отклик на настроечной кривой 2+ появится, когда частота гетеродина будет 5.35 ГГц, что даст нам отображаемый сигнал на частоте 10.4 ГГц.

Сигналы на дисплее, созданные откликами на настроечных кривых 3+ и 3-, называются внутриполосными множественными откликами. Поскольку они появляются при настройке гетеродина на частоты 3.57 ГГц и 3.77 ГГц, на экране они порождают ложные отклики, выглядящие как сигналы на частотах 6.84 ГГц и 7.24 ГГц.

Рисунок 7-5. Настроечные кривые вплоть до 4-ой гармоники гетеродина с внутриполосными множественными откликами входного сигнала частоты 11 ГГц

В другой ситуации возможно появление внеполосных множественных откликов. Например, пусть мы наблюдаем в полосе 1- — 1+ сигнал с частотой 5 ГГц, у которого есть третья гармоника высокого уровня на частоте 15 ГГц (полоса 3- — 3+). Вдобавок к ожидаемой паре множественных откликов, порождаемой 5-ГГц сигналом на настроечных кривых 1+ и 1-, мы получим еще отклики, генерируемые 15-ГГц сигналом на настроечных кривых 4+, 4-, 3+ и 3-. Поскольку эти отклики появляются, когда гетеродин настроен соответственно на 3.675, 3.825, 4.9 и 5.1 ГГц, то на экране отобразятся ложные сигналы на частотах 3.375, 3.525, 4.6 и 4.8 ГГц, как показано на Рис. 7-6.

Рисунок 7-6. Внеполосные множественные отклики в полосе 1 как результат наличия сигнала в полосе 3

Множественные отклики обычно проявляются парно1, продукт смешения с «плюсом» и продукт смешения с «минусом». Когда мы используем верный номер смешения на гармониках для данной полосы настройки, отклики будут разнесены на 2fIF. Поскольку наклон каждой пары настроечных кривых линейно увеличивается с ростом номера гармоники N, множественные пары от любого другого номера гармоники будут разнесены на:

  1. Часто их называют «зеркальными парами», однако такая терминология не вполне верна: за всеми зеркальными откликами стоят два или больше реальных сигналов, присутствующих на входе анализатора, которые порождают ПЧ-отклики на одной и той же частоте гетеродина.)

Можно ли в результате всего вышеизложенного заключить, что анализаторы спектра с гармоническим смешением непрактичны? Вовсе не обязательно. В случаях, когда частота сигнала известна, можно настроиться непосредственно на сигнал, зная, что анализатор выберет подходящий режим смешения, для которого он откалиброван. В случае контролируемых процессов, при наличии только одного или двух сигналов, довольно легко отделить реальный сигнал от зеркального или от множественных откликов. Однако есть множество ситуаций, когда мы и понятия не имеем, сколько сигналов участвует в процессе или каковы могут быть их частоты. Например, мы можем выискивать неизвестные паразитные сигналы, проводить наблюдение за состоянием местности в рамках мониторинга частотной заселенности, или осуществлять ЭМС-тестирование для измерения нежелательных излучений устройства. Во всех этих случаях мы можем находиться в поиске совершенно неизвестного нам сигнала в, возможно, весьма плотно заселенном спектральном окружении. И если проводить некую процедуру распознавания по отношению к каждому отклику, то наши измерения затянутся на неимоверно долгое время.

К счастью, есть способ существенно устранить зеркальные и множественные отклики путем предварительной фильтрации сигнала. Этот метод называется преселекцией.

Преселекция

Каким образом должна осуществляться преселекция? Вновь обратившись к Рис. 7-4, предположим, что у нас на входе анализатора есть два сигнала с частотами 4.7 и 5.3 ГГц. Если бы нас интересовал конкретно один из этих сигналов, то достаточно было бы использовать полосовой фильтр, чтобы пропустить в анализатор нужный нам сигнал и подавить второй. Однако фиксированный фильтр не устраняет множественные отклики; поэтому если спектр густо заселен, все равно есть вероятность путаницы. Еще более важным является ограничение, которое фиксированный фильтр накладывает на гибкость всего анализатора. Если мы проводим какие-то широкополосные измерения, нам точно не захочется постоянно менять полосовые фильтры.

Решением является настраиваемый фильтр, построенный так, что он автоматически следит за частотой подходящего режима смешения. На Рис. 7-7 проиллюстрировано действие такого преселектора. Здесь мы используем преимущество того факта, что наш супергетеродинный анализатор спектра не проводит анализ в реальном времени; то есть он настраивается только на одну частоту в один момент времени. Пунктирная линия на Рис. 7-7 представляет собой полосу следящего преселектора. Сигналы за штриховой линией подавляются.
Предположим, у нас есть сигналы на 4.7 ГГц и 5.3 ГГц на входе анализатора. Если мы установим центральную частоту 5 ГГц и полосу обзора 2 ГГц, то давайте посмотрим, что случится, когда анализатор будет перестраиваться через этот диапазон. Когда гетеродин проходит через 4.4 ГГц (частота, на которой он может смешиваться с входным сигналом 4.7 ГГц в режиме смешения 1+ ), преселектор настраивается на 4.1 ГГц и, таким образом, подавляет сигнал 4.7 ГГц.
Поскольку входной сигнал не достигает смесителя, никаких смешений не происходит, и никакого отклика на дисплее не появляется. Как только гетеродин минует 5 ГГц, преселектор позволяет сигналу 4.7 ГГц достичь смесителя, и мы видим соответствующий отклик на дисплее. Сигнал на частоте зеркального канала 5.3 ГГц подавляется, поэтому он не создает продукт смешения, который складывался бы с продуктом смешения от 4.7 ГГц и приводил к появлению отклика неправильной амплитуды. И, наконец, когда гетеродин проходит 5.6 ГГц, преселектор позволяет сигналу 5.3 ГГц достичь смесителя, и мы видим его верное отображение на дисплее. На Рис. 7-7 видно, что различные режимы смешения не пересекаются. Так что, до тех пор, пока полоса преселектора достаточно узка (она обычно меняется от 35 МГц на низких частотах до 80 МГц на высоких частотах), он будет значительно ослаблять все зеркальные и множественные отклики.

Рисунок 7-7. Преселекция (пунктиром показана полоса пропускания следящего преселектора)

Слово «устранять» может быть преувеличением. Подавление у преселектора не бесконечное. Граница его проходит скорее где-то на уровне 70-80 дБ. Так что, если мы исследуем очень низкоуровневые сигналы при одновременном наличии сигналов с очень высоким уровнем, то мы можем увидеть низкоуровневые зеркальные и множественные отклики высокоуровневых сигналов.

А что насчет нижнего поддиапазона частот? Ведь большинство следящих преселекторов основано на ЖИГ-технологии, а ЖИГ-фильтры не очень хорошо работают на низких частотах. К счастью, решение есть. Как мы видели на Рис. 7-3, ни один другой режим смешения не перекрывает режим 1- в случае низких частот и высокой ПЧ. Поэтому простой фильтр низких частот поможет нам ослабить и зеркальные, и множественные отклики. На Рис. 7-8 изображена схема обычного анализатора спектра СВЧ.

Рисунок 7-8. Передовая архитектура обычного анализатора спектра с преселекцией

Амплитудная калибровка

До сих пор мы рассматривали то, как анализатор спектра с гармоническим смешением реагирует на различные входные частоты. А как насчет амплитуд?

Потери преобразования в смесителе – это функция номера гармоники, и потери эти увеличиваются с ростом номера. Это означает, что сигналы одинаковой амплитуды будут отображаться на разных уровнях на дисплее, если они смешиваются на разных гармониках. Так что надо что-то предпринять, чтобы сохранить калибровку по амплитуде. В анализаторах фирмы Agilent, например, изменяется усиление ПЧ. Увеличение потерь преобразования на более высоких гармониках гетеродина выливается в снижение чувствительности, точно так же как если бы мы увеличили входную аттенюацию. А поскольку изменение усиления ПЧ происходит уже после потерь преобразования, то изменение усиления отображается соответствующим изменением уровня шума на экране. Так что мы можем определить чувствительность анализатора в диапазонах смешения на гармониках, отмечая средний уровень собственных шумов, точно так же, как мы делали это в случае смешения на основной частоте.

В старых анализаторах спектра увеличение отображаемого среднего уровня шумов с каждой новой гармонической полосой было довольно заметным. Новые модели фирмы Agilent обладают двойным балансным смесителем на гармониках гетеродина с подавлением зеркального канала, что минимизирует увеличение потерь преобразования при использовании более высоких гармоник. Таким образом эффект «лестничных ступенек» при отображении среднего уровня собственных шумов сменился на плавное наклонное увеличение с ростом частоты. Наглядно это можно увидеть на Рис. 7-9.

Рисунок 7-9. Поднятие отображаемого уровня шума сигнализирует об изменениях чувствительности при изменении используемой гармоники гетеродина

Фазовый шум

В Главе 2 мы отметили, что нестабильность гетеродина анализатора проявляется в виде фазового шума вокруг сигналов, которые достаточно сильно возвышаются над отображаемым средним уровнем шума. Также мы говорили, что этот фазовый шум ограничивает нашу способность разделять близко отстоящие друг от друга сигналы с неодинаковыми амплитудами. Уровень фазового шума показывает угловые, или фазовые, отклонения в сигнале гетеродина. Что происходит с фазовым шумом, когда гармоника гетеродина участвует в процессе смешения? Относительно смешения на основной частоте, фазовый шум (в децибелах) увеличивается как 20log(N), где N – номер гармоники гетеродина.

Для примера положим, что основная частота гетеродина имеет размах отклонений в 10 Гц. Вторая гармоника – размах в 20 Гц, третья – в 30 Гц и т.д. Поскольку фазовый шум указывает на наличие сигнала (в данном случае – шумового), производящего модуляцию, то уровень фазового шума должен быть выше, чтобы вызвать более значительные отклонения. Когда степень модуляции очень мала, как в нашем случае, амплитуда боковых полос модуляции прямо пропорциональна отклонениям несущей (гетеродина). Если отклонения удваиваются, то уровень боковых полос также должен удвоиться по амплитуде; то есть, увеличиться на 6 дБ или 20log(2). В результате, способность нашего анализатора измерять близко расположенные сигналы разных амплитуд уменьшается с ростом номера гармоники гетеродина, участвующей в смешении. Рис. 7-10 иллюстрирует разницу фазового шума при смешении на основной частоте 5-ГГц сигнала и смешении на четвертой гармонике 20-ГГц сигнала.

Рисунок 7-10. Уровни фазового шума для смешения на основной частоте и на 4-ой гармонике гетеродина

Улучшенный динамический диапазон

Преселектор улучшает динамический диапазон, если наш сигнал достаточно отстоит по частоте. При обсуждении динамического диапазона в Главе 6 было сделано допущение, что и большой, и маленький сигналы постоянно подаются на смеситель, и что их амплитуды не изменяются в течение времени измерения. Но, как мы видели, если сигналы достаточно далеко отстоят друг от друга, преселектор пропускает лишь один, подавляя остальные. К примеру, если бы мы тестировали СВЧ-генератор на наличие гармоник, то преселектор подавил бы основную моду при настройке анализатора на одну из гармоник.

Давайте рассмотрим динамический диапазон на примере тестирования второй гармоники 3-ГГц генератора. Пользуясь примером из Главы 6, допустим, что сигнал величиной -40 дБм в смесителе порождает вторую гармонику -75 дБн. Нам также известно из наших предыдущих обсуждений, что на каждый дБ изменения уровня основной моды в смесителе, диапазон измерений также изменяется на 1 дБ. Кривая искажений второй гармоники показана на Рис. 7-11. Для нашего примера предположим, что от генератора поступает значительная мощность, и установим входной аттенюатор так, чтобы при измерении основной частоты генератора уровень на смесителе был -10 дБм, то есть ниже точки сжатия 1 дБ.

Из графика нам видно, что сигнал -10 дБм на смесителе создаст продукт искажений второй гармоники -45 дБн. Теперь мы настроим анализатор на вторую гармонику частотой 6 ГГц. Если подавление преселектора будет 70 дБ, то сигнал основной частоты на смесителе опустится до -80 дБм. На Рис. 7-11 показано, что для сигнала -80 дБм на смесителе внутреннее генерируемые искажения будут -115 дБн, то есть на 115 дБ ниже нового уровня сигнала основной частоты -80 дБм. Это помещает абсолютный уровень гармоники на отметку -195 дБм. Так что разница между основной частотой гетеродина, когда мы на нее настраиваемся, и внутренне сгенерированной второй гармоникой, при настройке на нее, будет 185 дБ! Совершенно ясно, что для измерения гармонических искажений динамический диапазон ограничен со стороны низких уровней сигналов (гармоник) только уровнем шума (чувствительностью) анализатора.

Рисунок 7-11. График искажений второго порядка

Что же насчет верхней, высокоуровневой части диапазона? При измерении основной частоты генератора нам надо ограничить мощность, идущую на вход смесителя, чтобы получить точные показания уровня сигнала. Можно воспользоваться внутренним или подключаемым аттенюатором, чтобы ослабить сигнал основной частоты на смесителе до некоторого уровня ниже точки сжатия 1 дБ. Однако, поскольку преселектор значительно ослабляет сигнал основной частоты, когда мы настроены на вторую гармонику, то можно и уменьшить аттенюацию, если нам нужна чувствительность получше, чтобы измерить гармонику. Уровень сигнала основной частоты порядка +20 дБм на преселекторе не должен слишком повлиять на нашу способность измерить его гармонику.

Любое улучшение в динамическом диапазоне для измерений интермодуляционных искажений третьего порядка зависит от соотношения разделения подаваемых частот и полосы пропускания преселектора. Как было сказано ранее, полоса обычного преселектора примерно равна 35 МГц в нижнем поддиапазоне частот и 80 МГц в верхнем поддиапазоне частот. В качестве ограничивающего значения можно использовать крутизну обычного ЖИГ-преселектора в 18 дБ на октаву полосы пропускания ниже точки ослабления 3 дБ. Так что для определения улучшения динамического диапазона, нам надо узнать, насколько ослабляется каждый сигнал основной частоты и как это влияет на внутренне генерируемые искажения. Из уравнений для интермодуляции третьего порядка из Главы 6 мы имеем:

Глядя на эти выражения, видно, что что для продукта искажений (2ω1 – ω2) амплитуда изменяется пропорционально квадрату V1 и первой степени V2. С другой стороны, для продукта искажений (2ω2 – ω1) амплитуда изменяется пропорционально квадрату V2 и первой степени V1. Однако, в зависимости от частот сигнала и их разделения, преселектор может ослабить эти два основных сигнала не в равной степени.

Представим себе ситуацию, изображенную на Рис. 7-12, когда мы настроены на нижний продукт искажений, а два основных сигнала разделены на половину полосы преселектора. В этом случае тестовый тон нижней частоты лежит у самого края полосы пропускания преселектора и ослабляется на 3 дБ. Тестовый тон верхней частоты лежит выше нижнего продукта искажений на величину, равную полной полосе преселектора, и ослабляется примерно на 21 дБ. Поскольку мы настроены на нижний продукт искажений, внутренне генерируемые искажения на этой частоте понижаются в два раза относительно ослабления V1 (2 × 3 дБ = 6 дБ) и на столько же, на сколько ослабляется V2 (21 дБ). Улучшением динамического диапазона будет сумма 6 дБ и 21 дБ, то есть 27 дБ. Как и в случае искажений второй гармоники, уровень собственных шумов анализатора тоже должен быть учтен. Для тестовых тонов, очень близко расположенных по частоте, преселектор не дает никакого улучшения, и динамический диапазон будет таким же, как и вовсе без преселектора.

Рисунок 7-12. Улучшение интермодуляционных искажений третьего порядка: разделение подаваемых частот значительно по сравнению с полосой пропускания преселектора

Обсуждение динамического диапазона в Главе 6 относится к случаю, когда мы ведем измерение в нижнем поддиапазоне, фильтруемом ФНЧ. Исключения возникают только тогда, когда определенная гармоника сигнала нижнего поддиапазона попадает в диапазон преселектора. Например, если мы измеряем вторую гармонику от сигнала на частоте 2.5 ГГц, преселектор нам становится полезен, когда мы настраиваемся на гармонику с частотой 5 ГГц.

Плюсы и минусы преселекции

Плюсы преселекции мы с вами уже увидели: это упрощение пользования анализатором, не загроможденная картинка на дисплее, улучшенный динамический диапазон, широкие полосы обзора. Однако, по сравнению с анализаторами без преселекции, есть также и некоторые отрицательные стороны.

Во-первых, преселектор обладает вносимыми потерями, обычно от 6 до 8 дБ. Эти потери вносятся до первой ступени усиления, поэтому чувствительность системы ухудшается на полную величину этих потерь. Вдобавок, когда преселектор присоединен непосредственно к смесителю, взаимодействие рассогласования преселектора и рассогласования смесителя может ухудшить частотную характеристику. Для компенсации этой волнистости необходимо применять определенные калибровочные методы. Другим способом решения этой проблемы может быть включение согласующей прокладки (фиксированного аттенюатора) или изолятора между преселектором и смесителем. В этом случае чувствительность ухудшится на полное значение потерь в аттенюаторе или изоляторе.

В некоторых архитектурах анализаторов спектра устраняется необходимость в согласующем переходе или изоляторе. По мере увеличения электрической длины между преселектором и смесителем, скорость изменения фазы отраженного и переотраженного сигналов увеличивается при заданном изменении входной частоты. Результатом будет более выраженный эффект волнистости. Архитектуры, подобные тем, что используются в приборах серий ESA и PSA, включают в себя смесительные диоды, как составную часть сборки преселектор/смеситель. В такой конструкции обеспечивается минимальная электрическая длина между преселектором и смесителем. В таких архитектурах устраняется волнистость частотной характеристики и улучшается чувствительность системы из-за отсутствия согласующего перехода или изолятора.

Даже помимо взаимодействий со смесителем, преселектор сам несколько ухудшает частотную характеристику. Полоса пропускания преселектора не является идеально ровной, а всегда имеет некоторую волнистость. В большинстве конструкций, развертка подстроечного напряжения подается на преселектор и на гетеродин из одного источника, но механизма обратной связи, чтобы убедиться, что преселектор в точности отслеживает настройку анализатора, нет. Другой причиной посленастроечного дрейфа является собственный нагрев из-за тока в цепи преселектора. Положение центра полосы пропускания преселектора будет зависеть от температуры и градиентов температуры. А это будет в свою очередь зависеть от истории настройки преселектора. В результате, наилучшей равномерности можно добиться, центруя преселектор на каждом сигнале. Функция центровки обычно обеспечивается встроенными средствами анализатора, и включается либо вручную с панели управления при проведении измерения, либо программно в автоматизированных измерительных системах. При активации функция центровки подправляет настроечный ЦАП преселектора, чтобы поместить центр полосы пропускания на сигнал. Спецификации частотной характеристики большинства СВЧ-анализаторов соответствуют реальности только после центровки преселектора, поэтому на практике лучше всего пользоваться этой функцией до проведения амплитудных измерений микроволновых сигналов, чтобы избежать эффекта посленастроечного дрейфа.

Внешнее гармоническое смешение

Мы рассмотрели процесс настройки на высокие частоты, происходящий внутри анализатора. Для внутреннего гармонического смешения анализаторы серий ESA и PSA используют вторую гармонику (N=2-) для настройки до 13.2 ГГц, и четвертую (N=4-) для настройки до 26.5 ГГц. Что же делать, если мы хотим провести измерение, лежащее выше максимальной частоты настройки анализатора? В некоторых анализаторах спектра предусмотрен способ обхода внутреннего первого смесителя и преселектора для использования внешнего подключаемого смесителя, дающего возможность проводить более высокочастотные измерения2. При внешнем смешении мы можем использовать более высокие гармоники первого гетеродина. Обычно, у анализатора спектра, который поддерживает возможность внешнего смешения, есть два дополнительных разъема на панели. Порт «Выход гетеродина» поставляет сигнал внутреннего первого гетеродина на внешний смеситель, который использует его высокие гармоники для смешения с высокочастотными сигналами. Выход ПЧ внешнего смесителя подключается к порту «Вход ПЧ» анализатора. И пока внешний смеситель использует ту же ПЧ, что и анализатор, сигнал может быть обработан и отображен внутренними средствами анализатора, точно как и любой другой сигнал, поступающий от внутреннего первого смесителя. На Рис. 7-13 изображена структурная схема использования внешнего смесителя в связке с анализатором спектра.

2. Более подробно о внешнем смешении см. документ Agilent Application Note 1485, External Waveguide Mixing and Millimeter Wave Measurements with Agilent PSA Spectrum Analyzers.

Рисунок 7-13. Структурная схема анализатора спектра с подключенным внешним смесителем

В Табл. 7-1 перечислены режимы гармонического смешения, используемые анализаторами ESA и PSA в различных полосах миллиметровых волн. Смеситель выбирается в зависимости от частотного диапазона. Обычно это стандартные волноводные диапазоны. Существует два вида внешних смесителей на гармониках: с преселекцией и без. Компания Agilent предлагает смесители без преселекции в шести частотных диапазонах: 18 – 26.5 ГГц, 26.5 – 40 ГГц, 33 – 50 ГГц, 40 – 60 ГГц, 50 – 75 ГГц и 75 – 110 ГГц. С преселектором доступны четыре модели в диапазонах до 75 ГГц. Для частот свыше 110 ГГц существуют модели других производителей, позволяющие работать до частот 325 ГГц.

Некоторым внешним смесителям от других производителей требуется ток смещения для того, чтобы установить диоды смесителя на требуемую рабочую точку. Анализаторы спектра серий ESA и PSA могут обеспечить подачу постоянного тока до ±10 mA через порт «Выход ПЧ», чтобы обеспечить смещение и максимально облегчить подготовку к измерению.

Таблица 7-1. Режимы смешения на гармониках гетеродина, используемые в анализаторах серий ESA-E и PSA с внешними смесителями

Происходит ли смешение на внутреннем смесителе или на внешнем – проблемы в любом случае одинаковы. Сигнал гетеродина и его гармоники смешиваются не только с радиочастотным входным сигналом, но и с любым сигналом, который может присутствовать на входе. Так могут появиться продукты смешения, попадающие на ПЧ и обрабатывающиеся наряду с другими, нужными сигналами. Есть два способа борьбы с этими нежелательными сигналами. Преселектор, встроенный во внешний смеситель, осуществляет те же самые функции настраиваемого фильтра, что и в анализаторе спектра, только в рамках интересующего частотного диапазона. На Рис. 7-14 показан анализатор спектра и внешний смеситель со встроенным преселектором. Преимущества и недостатки внешнего смесителя с преселекцией практически идентичны таковым в случае преселектора, встроенного в анализатор спектра. Наиболее явным недостатком смесителей с преселекцией является увеличение вносимых потерь из-за фильтра, что выражается в снижении чувствительности измерения. Смесители с преселектором также значительно дороже, чем без него. По этим причинам в возможности самого анализатора спектра включается другой способ работы с нежелательными сигналами. Эта функция называется «идентификация сигнала».

Рисунок 7-14. Структурная схема анализатора спектра с подключенным внешним смесителем со встроенным преселектором

Идентификация сигнала

Даже при использовании смесителя без преселекции и при работе в тщательно контролируемом окружении бывают ситуации, когда нам приходится иметь дело с неизвестными сигналами. В таких случаях вполне вероятно, что отклик, наблюдаемый на экране, был сгенерирован на гармонике гетеродина или в режиме смешения, отличном от того, на который настроен и калиброван дисплей. Так что у нашего анализатора должен быть способ поведать нам о том, калиброван ли дисплей для этого отклика или же нет. Для примера давайте предположим, что мы пользуемся фильтром Agilent 11970V без преселекции для диапазона 50 – 75 ГГц, который использует режим смешения 14-. Часть этого миллиметрового диапазона можно увидеть на Рис. 7-15.

Анализатор спектра Agilent E4407B серии ESA-E предлагает два метода идентификации сигнала: сдвиг изображения и подавление изображения. Для начала рассмотрим метод сдвига изображения. Изучая Рис. 7-16, давайте предположим, что мы настроили анализатор на частоту 58.5 ГГц. 14-ая гармоника гетеродина порождает пару откликов, и продукт смешения 14- появляется на экране в правильной точке 58.5 ГГц, а продукт смешения 14+ дает отклик с частотой 57.8572 ГГц, что на 2fIF ниже реального отклика. Поскольку ПЧ анализатора серии ESA равна 321.4 МГц, то пара откликов будет разнесена по частоте на 642.8 МГц.

Рисунок 7-15. Какие из них реальные сигналы?
Рисунок 7-16. Настроечные линии гармоник для анализатора E4407B серии ESA-E

Предположим, что некоторое представление о характеристиках нашего сигнала мы все же имеем, но точную частоту не знаем. Как нам определить, какой из сигналов верный? Процедура сдвига изображения перенастраивает основную частоту гетеродина на величину равную 2fIF/N. Благодаря этому гармоника с номером N смещается на 2fIF. Если мы настроены на реальный сигнал, его соответствующая пара займет на экране то положение, которое он занимал при предыдущем цикле развертки. Если мы настроены на другую множественную пару, сгенерированную какой-то другой гармоникой, то сигнал на дисплее окажется сдвинут по частоте. Анализатор ESA смещает гетеродин в поочередных циклах развертки, что дает две картинки, изображенные на Рис. 7-17а и 7-17б. На Рис. 7-17а реальный сигнал (продукт смешения на 14-) настроен в центр экрана. На Рис. 7-17б показано, как функция сдвига изображения смещает соответствующую пару (продукт смешения 14+) в центр экрана.

Рисунок 7-17. Два разных прохода развертки, снятые с использованием функции сдвига изображения

Рисунок 7-17а. Центровано на 14-
Рисунок 7-17б. Центровано на 14+

Теперь давайте разберем второй метод идентификации сигнала, называемый подавлением изображения. В этом режиме берутся два последовательных цикла развертки с функцией MIN HOLD, которая запоминает меньшее из значений для каждой точки отображения (или блока) за оба прохода развертки. Первый проход развертки осуществляется при обычных значениях настройки гетеродина. При втором проходе основная частота гетеродина смещается на величину равную 2fIF/N. Как мы видели в предыдущем методе, при этом второй продукт смешения на нужной гармонике попадет точно в то место, где при первом проходе находился отклик реального сигнала. Поэтому здесь трасса сохранит высокое амплитудное значение. Любой ложный отклик, смещенный по частоте, будет заменен на более низкое значение в данной точке. Таким образом, все зеркальные и неправильные множественные отклики отобразятся на экране как шум. Это проиллюстрировано на Рис. 7-18.

Рисунок 7-18. Функция подавления изображения позволяет отображать только реальные сигналы

Следует отметить, что оба метода идентификации сигнала используются только для идентификации верных частот. Во время включенной функции идентификации сигнала не следует предпринимать попыток провести амплитудные измерения. На Рис. 7-17 и 7-18 видно экранное сообщение, уведомляющее пользователя об этом факте. Как только мы определим интересующий нас реальный сигнал, функцию идентификации мы выключаем и приближаем изображение сигнала, уменьшая полосу обзора. Теперь можно измерять частоту и амплитуду сигнала. См. Рис. 7-19.

Для проведения точных амплитудных измерений очень важно сперва ввести калибровочные данные для внешнего смесителя. Обычно эти данные поставляются производителем смесителя и представляют собой таблицу потерь преобразования в смесителе, в дБ, определенную для некоторого количества точек частоты в соответствующем диапазоне. Таблица для заполнения вызывается клавишей [AMPLITUDE] и последующим выбором в меню [More], [Corrections], [Other] и [Edit]. После внесения данных потерь преобразования, корректировка применяется путем нажатия [Correction On]. Теперь опорный уровень анализатора откалиброван для сигналов на входе внешнего смесителя. Если присутствуют другие элементы с потерями или усилением, включенные между источником сигнала и смесителем (антенны, кабели, предусилители), частотные характеристики этих элементов следует также внести в таблицу поправок амплитуды.

Рисунок 7-19. Измерение положительно идентифицированного сигнала

Глава 8 Современные анализаторы спектра

На протяжении предыдущих глав мы разобрали основную архитектуру анализатора спектра и получили основные понятия о проведении измерений в частотной области. На практике, современные анализаторы спектра должны уметь справляться со многими дополнительными задачами, чтобы удовлетворять всем требованиям современных измерений. Эти задачи включают в себя:

  • обеспечение измерений в специфичных задачах: мощности соседних каналов, коэффициента шума, фазовых шумов;
  • обеспечение измерений для анализа цифровой модуляции в соответствии с индустриальными или регулирующими стандартами (GSM, cdma2000, 802.11, Bluetooth);
  • проведение векторного анализа сигналов;
  • сохранение данных;
  • вывод данных на печать;
  • передача данных через шину ввода/вывода в компьютер;
  • обеспечение возможности дистанционного управления посредством GPIB, LAN, Internet;
  • предоставление возможности обновления вшитых программ для включения новых возможностей или устранения дефектов;
  • обеспечение возможности самокалибровки, устранения неисправностей, диагностики и починки;
  • совместимость и возможность работы с опциональным оборудованием и/или программным обеспечением для расширения возможностей.

Специфические измерительные задачи

Вдобавок к измерениям основных характеристик сигнала – частоты и амплитуды – зачастую возникает потребность в проведении специфического измерения определенных параметров сигнала. Это, к примеру, может быть измерение мощности в канале и измерение мощности в соседних каналах, которое было рассмотрено нами в Главе 6. У многих сегодняшних анализаторов спектра эти функции являются уже встроенными. Нам нужно только задать полосу каналов и разнесение между ними, а затем запустить автоматическое измерение простым нажатием кнопки.

Дополнительная интегральная функция распределения (CCDF), показывающая статистику мощности, — еще один пример измерительной возможности, которая все чаще встречается в современных анализаторах спектра. Это проиллюстрировано на Рис. 8-1. CCDF-измерения предоставляют статистическую информацию, показывающую процент времени, которое мгновенная мощность сигнала превышает средний уровень мощности на заданное количество дБ. Эта информация полезна при разработке, к примеру, усилителей мощности, где важно обрабатывать мгновенные пики сигнала с минимальным искажением, одновременно минимизируя стоимость, массу и энергопотребление устройства.

Другими примерами встроенных измерительных функций могут служить измерения занимаемой полосы, гармонических искажений и искажений пересечения третьего порядка (TOI), а также паразитного излучения. Настройки прибора – центральная частота, полоса обзора, полоса разрешения — для этих измерений зависят от определенных радио-стандартов, в соответствии с которыми исследуется конкретное устройство. У большинства современных анализаторов спектра эти настройки хранятся в памяти, так что пользователь может просто выбрать необходимый радио-стандарт из списка (GSM/EDGE, cdma2000, W-CDMA, 802.11a/b/g и т.п.) и провести измерения надлежащим образом.

Рисунок 8-1. Измерения CCDF

Конструкторы СВЧ-устройств часто заинтересованы в знании коэффициента шума своих устройств, поскольку он напрямую влияет на чувствительность приемников и других систем. У некоторых анализаторов спектра – например, у моделей серий PSA и ESA-E, — есть дополнительная возможность измерения коэффициента шума. Эта опция предоставляет возможность управления источником шума, который необходимо подключить к входу исследуемого устройства, а также использовать программные средства, требуемые для автоматизирования процесса измерения и вывода результатов. На Рис. 8-2 показаны обычные результаты подобного измерения, содержащие коэффициент шума исследуемого устройства (верхняя трасса) и усиление (нижняя трасса) в зависимости от частоты. Для более подробной информации об измерениях коэффициента шума см. документ Agilent Application Note 1439, Measuring Noise Figure with a Spectrum Analyzer.

Рисунок 8-2. Измерение коэффициента шума

Аналогично, измерение фазовых шумов – обычная процедура при исследовании работы генераторов. В системах связи с цифровой модуляцией фазовый шум может негативно повлиять на значение коэффициента битовых ошибок. Фазовый шум также способен снизить способность доплеровских радарных систем улавливать и обрабатывать импульсы, отраженные от цели. Многие анализаторы фирмы Agilent, включая модели серий ESA, PSA и 8560, могут предложить опциональные возможности измерения фазового шума. Они предоставляют программные средства для управления измерением и выводом результатов измерений фазового шума в зависимости от частотной отстройки от несущей, как показано на Рис. 8-3.

Рисунок 8-3. Измерение фазового шума

Анализ цифровой модуляции

У обычных систем беспроводной связи, используемых нынче по всему миру, есть предписанные методы измерения параметров, установленные организациями, разрабатывающими стандарты, или же государственными органами регулирования. И в анализаторах спектра сегодня обычно можно встретить опциональные возможности по проведению ключевых измерений для различных форматов связи. Например, если нам надо протестировать передатчик на предмет соответствия стандарту беспроводной связи Bluetooth, нам нужно измерить такие параметры, как:

  • среднюю/пиковую выходную мощность
  • модуляционные характеристики
  • начальный частотный допуск несущей
  • дрейф частоты несущей
  • полосу/канал слежения
  • обзор модуляции
  • полосу по уровню 20 дБ
  • мощность соседних каналов

Такие измерения возможно провести на приборах серии ESA-E с соответствующими опциями. Для более подробной информации об измерениях в рамках стандарта Bluetooth см. документ Agilent Application Note 1333, Performing Bluetooth RF Measurements Today. Опции для проведения измерений по другим стандартам связи доступны для приборов серии ESA-E, включая стандарты cdmaOne и GSM/GPRS/EDGE.

Измерительные возможности для широкого ассортимента стандартов беспроводной связи также доступны для анализаторов серии PSA, включая:

  • GSM/EDGE
  • W-CDMA
  • HSDPA
  • cdma2000
  • 1xEV-DO
  • 1xEV-DV
  • cdmaOne
  • NADC and PDC
  • TD-SCDMA

На Рис. 8-4 показано измерение модуля вектора погрешности, проводимое для сигнала GSM/EDGE. Этот тест помогает провести диагностику модуляционных искажений или искажений усиления, которые ведут к битовым ошибкам в приемнике.

Рисунок 8-4. Результаты измерения модуля вектора погрешности и звездная диаграмма

Не все системы цифровой связи основаны на подробно сформулированных индустриальных стандартах. Инженерам, работающим с нестандартными запатентованными системами или с системами еще только разрабатывающихся стандартов, необходимо больше гибкости для анализа векторно-модулированных сигналов в изменяющихся условиях. Обеспечить это можно двумя способами. Во-первых, во многих анализаторах спектра имеются возможности встроенного анализа модуляции. Во-вторых, более обширный анализ можно провести при помощи программного обеспечения, установленного на внешний компьютер. Например, программное обеспечение для векторных анализаторов сигнала серии Agilent 89600 может быть использовано с анализаторами спектра серий ESA и PSA для обеспечения многостороннего и гибкого векторного анализа сигнала. В этом случае анализатор спектра работает как радиочастотный понижающий преобразователь и аналого-цифровой преобразователь. Программное обеспечение работает с анализатором спектра посредством соединения GPIB или LAN, и передает IQ-данные в компьютер, где и производится векторный анализ сигнала. Измерительные настройки – тип модуляции, скорость передачи, фильтрация, время запуска и длительность регистрации – можно изменять по необходимости, в зависимости от конкретного исследуемого сигнала.

Сохранение и печать данных

По окончании измерения вполне закономерно желание как-то зафиксировать и сохранить полученные данные. Возможно, нам будет достаточно просто сделать быструю распечатку с дисплея прибора. В зависимости от конкретных моделей анализатора и принтера, соединить их можно по параллельному порту, RS-232 или GPIB.

Очень часто нам важнее сохранить результаты измерения в виде файла данных — либо в собственную память анализатора, либо на универсальный внешний накопитель (например, гибкий диск). В таком случае нас могут заинтересовать различные формы представления данных, которые мы желаем сохранить. Это включает:

  • Графическое изображения на дисплее – Желательно, в распространенном формате файла, вроде BMP, gif или Windows metafile.
  • Данные трассы – Сохраняются в виде пар координат X-Y, представляющих точки частоты и амплитуды на экране. Количество пар данных может варьироваться. Современные анализаторы спектра – например, приборы серии ESA и PSA, — позволяют выбирать разрешение экрана, устанавливая от минимум 2 до максимум 8192 дисплейных точек на экране. Такой формат данных хорошо подходит для использования в электронных таблицах при работе на компьютере.
  • Состояние прибора – Необходимо для протоколирования настроек анализатора спектра: центральной частоты, полосы обзора, опорного уровня и т.п., которые использовались при проведении измерения. Совпадение измерительных настроек очень важно для проведения повторяемых измерений по прошествии некоторого времени.

Большинство анализаторов спектра фирмы Agilent поставляются с копией программного обеспечения Agilent’s IntuiLink. Оно позволяет переводить данные о трассе или о настройках прибора непосредственно в электронную таблицу Microsoft Excel или в документ Word.

Передача данных и дистанционное управление прибором

В 1977 году компания Agilent Technologies (в то время еще в составе Hewlett-Packard) создала первый в мире анализатор спектра, управляемый по GPIB – модель 8568А. Интерфейс GPIB (также известный как HP-IB или IEEE-488) сделал возможным управление всеми главными функциями анализатора с внешнего компьютера и передачу данных трассы на компьютер. Это новшество проложило путь множеству автоматизированных измерений спектра, которые оказались более быстрыми, чем измерения с ручным управлением, и обладали более высокой повторяемостью. А данные измерений, передаваемые на компьютер, можно было сохранять на диск, анализировать, корректировать и обрабатывать всевозможными способами.

Сегодня автоматическое контрольно-измерительное оборудование стало нормой, и практически все современные анализаторы спектра поставляются со множеством встроенных интерфейсов. Самым распространенным так и остался GPIB, но в последние годы значительно возросла популярность подключения по Ethernet LAN, поскольку оно обеспечивает высокую скорость передачи данных на большое расстояние, а также легко интегрируется в любое окружение с компьютерной сетью — например, производственные помещения. Да и другие стандартные интерфейсы, которые широко применяются в компьютерной индустрии, скорее всего, найдут воплощение в составе анализаторов спектра в будущем, что облегчит соединение прибора и компьютера.

Доступен ряд коммерческих программных продуктов для обеспечения управления анализатором спектра удаленно через шину ввода/вывода. Также можно написать и собственное программное обеспечение для управления прибором, причем несколькими разными способами. Один из методов – это посылать программирующие команды напрямую в анализатор. Старые модели обычно использовали собственные фирменные наборы команд, но новые инструменты – например, серии Agilent ESA и PSA, — используют команды общего промышленного стандарта SCPI («стандартные команды для программируемых приборов»). Более распространенный способ – использовать стандартные программные драйверы, например VXI plug&play, которые позволяют пользоваться функциональными командами высокого уровня без необходимости подробного знания составных команд SCPI. Не так давно появилось новое поколение драйверов, независимых от языка, под названием IVI-COM («взаимозаменяемый виртуальный инструмент»), которые можно использовать в работе с моделями серий ESA и PSA. Драйверы IVI-COM основаны на стандарте Microsoft Component Object Model и работают в ряде PC-приложений и сред разработки, таких как Agilent T&M Programmers Toolkit и Microsoft Visual Studio .NET.

Некоторые задачи требуют, чтобы управление анализатором спектра и сбор данных с него проводились с очень большого расстояния. Например, может возникнуть потребность в слежении за спутниковыми сигналами, когда оператор находится в центре управления, а данные собираются с удаленных станций слежения, находящихся за сотни, а то и тысячи километров от центра. Анализаторы спектра серий ESA и PSA имеют программные опции, которые позволяют управлять прибором, захватывать изображение с экрана и передавать данные трассы по сети Internet посредством стандартного web-браузера.

Обновление встроенного ПО

Внутри современных анализаторов спектра содержится намного больше программного обеспечения, чем в приборах, созданных буквально несколько лет назад. И по мере добавления новых возможностей в программы или исправления ошибок, очень желательно обновить прошивки уже готовых приборов, чтобы воспользоваться преимуществами проделанных улучшений.

Свежайшие версии прошивок для анализаторов спектра можно найти на веб-сайте Agilent Technologies. Оттуда их можно сохранить на компьютер в виде файла. Простейший метод перенести новые прошивки в анализатор – это скопировать их при помощи гибких дисков. Некоторые модели, включая приборы серии PSA, позволяют записать новые прошивки непосредственно в анализатор через порт Ethernet LAN.

Рекомендуется периодически заглядывать на веб-страничку, посвященную вашей модели анализатора спектра, и проверять, не обновились ли версии прошивки.

Калибровка, устранение неисправностей, диагностика и ремонт

Анализаторы спектра нуждаются в периодической калибровке, которая обеспечивает уверенность в том, что прибор соответствует всем своим заявленным спецификациям. Обычно ее проводят раз в год. Однако, помимо этих ежегодных калибровок, прибор надлежит периодически настраивать, чтобы скомпенсировать тепловой дрейф и эффекты старения. Современные анализаторы спектра, такие как приборы серий ESA и PSA, обладают встроенными процедурами такой настройки, которые активируются при включении прибора, во время обратной трассировки через определенные интервалы времени, или при изменении внутренней температуры прибора. Эти процедуры постоянно подстраивают прибор, поддерживая его заявленные технические характеристики. Раньше приходилось включать анализаторы в условиях неизменной температуры и держать включенными минимум тридцать минут, чтобы прибор достиг своих заявленных спецификаций. Автоподстроечные процедуры позволяют современным инструментам выйти на заявленный рабочий режим уже через пять минут после включения.

Современные анализаторы спектра обычно имеют программное сервисное меню. С его помощью можно осуществлять полезные диагностические функции, например, проверку органов управления передней панели. Также можно выводить на экран подробности процесса автоподстройки или список опциональных встроенных возможностей измерения, установленных в приборе. Когда возникает необходимость установить новую персонализированную настройку для определенного рода измерений, фирма Agilent предоставляет уникальный лицензионный ключ для нее, привязанный к серийному номеру прибора. Этот ключ вводится с клавиатуры передней панели и активирует вшитую опциональную измерительную возможность.

Заключение

Целью данной книги является предоставить читателю широкий обзор основных концепций и понятий об анализаторах спектра. Однако, вполне предсказуемо желание ознакомиться подробнее со многими другими темами, связанными со спектральным анализом. Подходящим местом, с которого можно начать, является веб-сайт Agilent Technologies по адресу www.agilent.com, на котором можно воспользоваться функцией поиска по теме «анализатор спектра».

Источник: www.agilent.com

Спектральный анализ сигналов

Время на прочтение
8 мин

Количество просмотров 262K

image

Не так давно товарищ Makeman описывал, как с помощью спектрального анализа можно разложить некоторый звуковой сигнал на слагающие его ноты. Давайте немного абстрагируемся от звука и положим, что у нас есть некоторый оцифрованный сигнал, спектральный состав которого мы хотим определить, и достаточно точно.

Под катом краткий обзор метода выделения гармоник из произвольного сигнала с помощью цифрового гетеродинирования, и немного особой, Фурье-магии.

Итак, что имеем.
Файл с отсчетами оцифрованного сигнала. Известно, что сигнал представляет собой сумму синусоид со своими частотами, амплитудами и начальными фазами, и, возможно, белый шум.

Что будем делать.
Использовать спектральный анализ для того, чтобы определить:

  • количество гармоник в составе сигнала, а для каждой: амплитуду, частоту (далее в контексте числа длин волн на длину сигнала), начальную фазу;
  • наличие/отсутствие белого шума, а при наличии, его СКО (среднеквадратическое отклонение);
  • наличие/отсутствие постоянной составляющей сигнала;
  • всё это оформить в красивенький PDF отчёт с блэкджеком и иллюстрациями.

Будем решать данную задачу на Java.

Матчасть

Как я уже говорил, структура сигнала заведомо известна: это сумма синусоид и какая-то шумовая составляющая. Так сложилось, что для анализа периодических сигналов в инженерной практике широко используют мощный математический аппарат, именуемый в общем «Фурье-анализ». Давайте кратенько разберём, что же это за зверь такой.

Немного особой, Фурье-магии

Не так давно, в 19 веке, французский математик Жан Батист Жозеф Фурье показал, что любую функцию, удовлетворяющую некоторым условиям (непрерывность во времени, периодичность, удовлетворение условиям Дирихле) можно разложить в ряд, который в дальнейшем получил его имя — ряд Фурье.

В инженерной практике разложение периодических функций в ряд Фурье широко используется, например, в задачах теории цепей: несинусоидальное входное воздействие раскладывают на сумму синусоидальных и рассчитывают необходимые параметры цепей, например, по методу наложения.

Существует несколько возможных вариантов записи коэффициентов ряда Фурье, нам же лишь необходимо знать суть.
Разложение в ряд Фурье позволяет разложить непрерывную функцию в сумму других непрерывных функций. И в общем случае, ряд будет иметь бесконечное количество членов.

Дальнейшим усовершенствованием подхода Фурье является интегральное преобразование его же имени. Преобразование Фурье.
В отличие от ряда Фурье, преобразование Фурье раскладывает функцию не по дискретным частотам (набор частот ряда Фурье, по которым происходит разложение, вообще говоря, дискретный), а по непрерывным.
Давайте взглянем на то, как соотносятся коэффициенты ряда Фурье и результат преобразования Фурье, именуемый, собственно, спектром.
Небольшое отступление: спектр преобразования Фурье — в общем случае, функция комплексная, описывающая комплексные амплитуды соответствующих гармоник. Т.е., значения спектра — это комплексные числа, чьи модули являются амплитудами соответствующих частот, а аргументы — соответствующими начальными фазами. На практике, рассматривают отдельно амплитудный спектр и фазовый спектр.

image
Рис. 1. Соответствие ряда Фурье и преобразования Фурье на примере амплитудного спектра.

Легко видно, что коэффициенты ряда Фурье являются ни чем иным, как значениями преобразования Фурье в дискретные моменты времени.

Однако, преобразование Фурье сопоставляет непрерывной во времени, бесконечной функции другую, непрерывную по частоте, бесконечную функцию — спектр. Как быть, если у нас нет бесконечной во времени функции, а есть лишь какая-то записанная её дискретная во времени часть? Ответ на этот вопрос даёт дальнейшей развитие преобразования Фурье — дискретное преобразование Фурье (ДПФ).

Дискретное преобразование Фурье призвано решить проблему необходимости непрерывности и бесконечности во времени сигнала. По сути, мы полагаем, что вырезали какую-то часть бесконечного сигнала, а всю остальную временную область считаем этот сигнал нулевым.

Математически это означает, что, имея исследуемую бесконечную во времени функцию f(t), мы умножаем ее на некоторую оконную функцию w(t), которая обращается в ноль везде, кроме интересующего нас интервала времени.

Если «выходом» классического преобразования Фурье является спектр – функция, то «выходом» дискретного преобразования Фурье является дискретный спектр. И на вход тоже подаются отсчёты дискретного сигнала.

Остальные свойства преобразования Фурье не изменяются: о них можно прочитать в соответствующей литературе.

Нам же нужно лишь знать о Фурье-образе синусоидального сигнала, который мы и будем стараться отыскать в нашем спектре. В общем случае, это пара дельта-функций, симметричная относительно нулевой частоты в частотной области.

image
Рис. 2. Амплитудный спектр синусоидального сигнала.

Я уже упомянул, что, вообще говоря, мы рассматриваем не исходную функцию, а некоторое её произведение с оконной функцией. Тогда, если спектр исходной функции — F(w), а оконной W(w), то спектром произведения будет такая неприятная операция, как свёртка этих двух спектров (F*W)(w) (Теорема о свёртке).

На практике это означает, что вместо дельта-функции, в спектре мы увидим что-то вроде этого:

image
Рис. 3. Эффект растекания спектра.

Этот эффект именуют также растеканием спектра (англ. spectral leekage). А шумы, появляющиеся вследствие растекания спектра, соответственно, боковыми лепестками (англ. sidelobes).
Для борьбы с боковыми лепестками применяют другие, непрямоугольные оконные функции. Основной характеристикой «эффективности» оконной функции является уровень боковых лепестков (дБ). Сводная таблица уровней боковых лепестков для некоторых часто используемых оконных функций приведена ниже.

Оконная функция Уровень боковых лепестков (дБ)
Окно Дирихле (прямоугольное окно) -13 дБ
Окно Ханна -31.5 дБ
Окно Хэмминга -42 дБ

Основной проблемой в нашей задаче является то, что боковые лепестки могут маскировать другие гармоники, лежащие рядом.

image
Рис. 4. Отдельные спектры гармоник.

Видно, что при сложении приведённых спектров, более слабые гармоники как бы растворятся в более сильной.

image
Рис. 5. Чётко видна лишь одна гармоника. Нехорошо.

Другой подход к борьбе с растеканием спектра состоит в вычитании из сигнала гармоник, создающих это самое растекание.
То есть, установив амплитуду, частоту и начальную фазу гармоники, можно вычесть её из сигнала, при этом мы уберём и «дельта-функцию», соответствующую ей, а вместе с ней и боковые лепестки, порождаемые ей. Другой вопрос состоит в том, как же точно узнать параметры нужной гармоники. Недостаточно просто взять нужные данные из комплексной амплитуды. Комплексные амплитуды спектра сформированы по целым частотам, однако, ничто не мешает гармонике иметь и дробную частоту. В этом случае, комплексная амплитуда как бы расплывается между двумя соседними частотами, и точную её частоту, как и другие параметры, установить нельзя.

Для установления точной частоты и комплексной амплитуды нужной гармоники, мы воспользуемся приёмом, широко применяемым во многих отраслях инженерной практики – гетеродинирование.

Посмотрим, что получится, если умножить входной сигнал на комплексную гармонику Exp(I*w*t). Спектр сигнала сдвинется на величину w вправо.
Этим свойством мы и воспользуемся, сдвигая спектр нашего сигнала вправо, до тех пор, пока гармоника не станет ещё больше напоминать дельта-функцию (то есть, пока некоторое локальное отношение сигнал/шум не достигнет максимума). Тогда мы и сможем вычислить точную частоту нужной гармоники, как w0 – wгет, и вычесть её из исходного сигнала для подавления эффекта растекания спектра.
Иллюстрация изменения спектра в зависимости от частоты гетеродина показана ниже.

image
Рис. 6. Вид амплитудного спектра в зависимости от частоты гетеродина.

Будем повторять описанные процедуры до тех пор, пока не вырежем все присутствующие гармоники, и спектр не будет напоминать нам спектр белого шума.

Затем, надо оценить СКО белого шума. Хитростей здесь нет: можно просто воспользоваться формулой для вычисления СКО:

image

Автоматизируй это

Пришло время для автоматизации выделения гармоник. Повторим ещё разочек алгоритм:

1. Ищем глобальный пик амплитудного спектра, выше некоторого порога k.
1.1 Если не нашли, заканчиваем
2. Варируя частоту гетеродина, ищем такое значение частоты, при которой будет достигаться максимум некоторого локального отношения сигнал/шум в некоторой окрестности пика
3. При необходимости, округляем значения амплитуды и фазы.
4. Вычитаем из сигнала гармонику с найденной частотой, амплитудой и фазой за вычетом частоты гетеродина.
5. Переходим к пункту 1.

Алгоритм не сложный, и единственный возникающий вопрос — откуда же брать значения порога, выше которого будем искать гармоники?
Для ответа на этот вопрос, следует оценить уровень шума еще до вырезания гармоник.

Построим функцию распределения (привет, мат. cтатистика), где по оси абсцисс будет амплитуда гармоник, а по оси ординат — количество гармоник, не превышающих по амплитуде это самое значение аргумента. Пример такой построенной функции:

image
Рис. 7. Функция распределения гармоник.

Теперь построим еще и функцию — плотность распределения. Т.е., значения конечных разностей от функции распределения.

image
Рис. 8. Плотность функции распределения гармоник.

Абсцисса максимума плотности распределения и является амплитудой гармоники, встречающейся в спектре наибольшее число раз. Отойдем от пика вправо на некоторое расстояние, и будем считать абсциссу этой точки оценкой уровня шума в нашем спектре. Вот теперь можно и автоматизировать.

Посмотреть на кусок кода, детектирующий гармоники в составе сигнала

public ArrayList<SynthesizableSignal> detectHarmonics() {
    SignalCutter cutter = new SignalCutter(source, new Signal(source));
    SynthesizableComplexExponent heterodinParameter = new SynthesizableComplexExponent();
    heterodinParameter.setProperty("frequency", 0.0);
    Signal heterodin = new Signal(source.getLength());
    Signal heterodinedSignal = new Signal(cutter.getCurrentSignal());
    Spectrum spectrum = new Spectrum(heterodinedSignal);
    int harmonic;
    while ((harmonic = spectrum.detectStrongPeak(min)) != -1) {
        if (cutter.getCuttersCount() > 10)
            throw new RuntimeException("Unable to analyze signal! Try another parameters.");
        double heterodinSelected = 0.0;
        double signalToNoise = spectrum.getRealAmplitude(harmonic) / spectrum.getAverageAmplitudeIn(harmonic, windowSize);
        for (double heterodinFrequency = -0.5; heterodinFrequency < (0.5 + heterodinAccuracy); heterodinFrequency += heterodinAccuracy) {
            heterodinParameter.setProperty("frequency", heterodinFrequency);
            heterodinParameter.synthesizeIn(heterodin);
            heterodinedSignal.set(cutter.getCurrentSignal()).multiply(heterodin);
            spectrum.recalc();
            double newSignalToNoise = spectrum.getRealAmplitude(harmonic) / spectrum.getAverageAmplitudeIn(harmonic, windowSize);
            if (newSignalToNoise > signalToNoise) {
                signalToNoise = newSignalToNoise;
                heterodinSelected = heterodinFrequency;
            }
        }
        SynthesizableCosine parameter = new SynthesizableCosine();
        heterodinParameter.setProperty("frequency", heterodinSelected);
        heterodinParameter.synthesizeIn(heterodin);
        heterodinedSignal.set(cutter.getCurrentSignal()).multiply(heterodin);
        spectrum.recalc();
        parameter.setProperty("amplitude", MathHelper.adaptiveRound(spectrum.getRealAmplitude(harmonic)));
        parameter.setProperty("frequency", harmonic - heterodinSelected);
        parameter.setProperty("phase", MathHelper.round(spectrum.getPhase(harmonic), 1));
        cutter.addSignal(parameter);
        cutter.cutNext();
        heterodinedSignal.set(cutter.getCurrentSignal());
        spectrum.recalc();
    }
    return cutter.getSignalsParameters();
}

Практическая часть

Я не претендую на звание эксперта Java, и представленное решение может быть сомнительным как по части производительности и потреблению памяти, так и в целом философии Java и философии ООП, как бы я ни старался сделать его лучше. Написано было за пару вечеров, как proof of concept. Желающие могут ознакомиться с исходным кодом на GitHub.

Единственной сложностью стала генерация PDF отчёта по результатам анализа: PDFbox ну никак не хотел работать с кириллицей. К слову, не хочет и сейчас.

В проекте использовались библиотеки:
JFreeChart – отображение графиков
PDFBox – построение отчёта
JLatexMath – рендер Latex формул

В итоге, получилась довольно массивная программа (13.6 мегабайт), удобно реализующая поставленную задачу.

Есть возможность как вырезать гармоники вручную, так и доверить эту задачу алгоритму.

Всем спасибо за внимание!

Примеры сигналов для анализа

Пример отчёта, создаваемого программой.

Литература

Сергиенко А. Б. — Цифровая обработка сигналов

Практическое руководство по спектральному анализу

Практическое руководство по спектральному анализу

Год: 1960

Добавил: Admin 5 Май 21

Проверил: Admin 5 Май 21

Формат:

 DJVU (14793 Kb)

  • Currently 0/5

Рейтинг: 0/5 (Всего голосов: 0)

Аннотация

В книге рассмотрены наиболее существенные практические вопросы визуальных и фотографических методов спектрального анализа. Описаны важнейшие стандартные приборы, конкретные методики анализа черных и цветных сплавов на стилоскопе и спектрографе. Приведены атласы спектров и таблицы спектральных линий, необходимые в практической работе. Книга рассчитана на инженерно-технических работников заводских и других спектральных лабораторий.

Похожие книги

Комментарии к книге «Практическое руководство по спектральному анализу»

Комментарий не найдено. Будьте первыми!

Чтобы оставить комментарий или поставить оценку книге Вам нужно зайти на сайт или зарегистрироваться

                    & SCHWARZ Кристоф Раушер ОСНОВЫ СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА
Кристоф Раушер
основы СПЕКТРАЛЬНОГО
АНАЛИЗА
ROHDE&SCHWARZ
Кристоф Раушер
основы СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА
Перевод с англ, профессора С.М. Смолъского Под редакцией профессора Ю.А. Гребенко
Москва Rohde & Schwarz Горячая линия-Телеком 2006
ББК 32.84
Р25
Раушер К., Нанесен Ф., Минихольд Р.
Р25 Основы спектрального анализа: Пер. с англ. С. М. Смоль-ского / Под редакцией Ю. А. Гребенко - М.: Горячая линия-Телеком, 2006. - 224 с.: ил.
ISBN 5-93517-294-1.
Изложены основы теории и практики анализа спектров сигналов, применяемых в радиоэлектронике и связи. Материал подготовлен на основе многолетнего опыта фирмы «Роде и Шварц», специализирующейся в области современной измерительной техники и, в частности, в области разработки и производства анализаторов спектра. Кратко изложены вводные сведения, главные характеристики анализаторов, а на примере одной из последних моделей подробно рассматривается структурная схема прибора, тонкости работы с ним и особенности определения главных параметров сигнала.
Для специалистов в области радиоэлектроники и связи, студентов старших курсов, аспирантов. Будет полезна широкому кругу читателей, интересующихся современной измерительной техникой.
ББК 32.84
ISBN 5-93517-294-1
© Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Muhldorfstrasse, 15, 81671, Munchen Germany, 2002, 2005
© С. M. Смольский, перевод с англ., 2005
1. ВВЕДЕНИЕ
Одной из наиболее распространенных измерительных задач в области радиосвязи является анализ и наблюдение сигналов в частотной области. Анализаторы спектра, используемые для этой цели, являются наиболее универсальными и широко применяемыми измерительными приборами радиодиапазона. Перекрывая частотные диапазоны вплоть до 40 ГГц, они используются при разработке, изготовлении, монтаже и обслуживании практически всех беспроводных и проводных систем связи. С ростом количества мобильных систем связи требования к функциональному разнообразию, точности и скорости измерений многих их параметров, таких как индицируемый средний уровень шума, динамический диапазон, частотный диапазон, выдвигаются на передний план. Кроме этого, анализаторы спектра используются и для измерений во временной области, таких, как измерение зависимости выходной мощности передатчика от времени для систем с мультиплексированием по времени.
Предлагаемая читателю книга предназначена для ознакомления с анализаторами спектра. Чтобы понять их работу, необходимо знать теоретические основы. Даже опытным пользователям таких приборов полезно вспомнить некоторую исходную базовую информацию, чтобы предотвратить ошибки измерений, которые часто возникают на практике.
Кроме того, обращаясь к основам техники измерений, эта книга поможет понять типовые применения анализаторов, например, для измерения фазовых шумов и мощности в канале.
2. СИГНАЛЫ
2.1. Сигналы, отображаемые во временной области
Во временной области зависимость уровня электрических сигналов в функции от времени обычно наблюдают с помощью осциллографа. Для наглядного представления сигналов различной формы целесообразно использовать векторные проекции (диаграммы). Соответствие между этими двумя способами представления сигналов отражено на рис. 2.1 на примере простого синусоидального сигнала.
Рис. 2.1. Синусоидальный сигнал, полученный с помощью проекции комплексного вращающегося вектора на мнимую ось
Уровень сигнала в функции от времени соответствует проекции вектора на мнимую ось комплексной плоскости. Угловая частота вектора находится как
«0=2<,	(2.1)
где <в0 - угловая частота, рад/с; f0 - частота сигнала, Гц.
Синусоидальный сигнал x(t) = ^sin(27r/0Z) можно записать в виде: x(Z) = Л1т[е72,!/о' ].
2.2. Соотношения между временной и частотной областями
Электрические сигналы можно анализировать во временной области с помощью осциллографов и в частотной области с помощью анализаторов спектра (рис. 2.2).
2. Сигналы
5
Рис. 2.2. Сигналы, наблюдаемые во временной и частотной областях
Два режима наблюдения (анализа) связаны друг с другом преобразованием Фурье (обозначаемым обычно буквой F), поэтому каждый сигнал, изменяющийся во времени, имеет характерный частотный спектр. В этом случае имеют место следующие соотношения:
+00
+00
(2.2)
И
(2-3)
где F{x(t)} - преобразование Фурье от сигнала x(t) F 1 {X(f)]- обратное преобразование Фурье от X(f); x(f) сигнал во временной области, X f(f)- комплексный сигнал в частотной области.
Для иллюстрации этих соотношений сначала мы будем рассматривать только периодические во временной области сигналы.
Периодические сигналы
В соответствии с теоремой Фурье, любой сигнал, являющийся периодическим во временной области, можно представить суммой синус
6	Основы спектрального анализа
ных и косинусных сигналов различной частоты и амплитуды. Такая сумма называется рядом Фурье. Имеет место следующее соотношение:
*(') = v + IX Sin(«co0/) + JX cos(«co0Z).	(2.4)
2	п~	//=1
Коэффициенты Фурье Ао ,АП и Вп зависят от формы сигнала х(0 и могут быть рассчитаны по формулам:
Aj	= — ^x(t)dt, ^0 0	(2.5)
Ап	2 -— Jx(/)sin(«co0Z)Jz, Л) 0	(2.6)
	2 = — Jx(Ocos(«co0/)t/z, ^0 0	(2.7)
где - постоянная составляющая; x(t) - сигнал во временной области; п - номер гармоники колебания; Г() - период; со0 - угловая частота.
На рис. 2.3, б показан прямоугольный сигнал, аппроксимированный рядом Фурье. Отдельные компоненты показаны на рис. 2.3, а. Чем больше число учитываемых компонент ряда, тем ближе сигнал к идеальной прямоугольной форме.
Рис. 2.3. Аппроксимация прямоугольного сигнала суммой нескольких синусоидальных колебаний
2. Сигналы
7
В случае синусоидальных или косинусоидальных сигналов для уравнения (2.2) может быть найдено решение в замкнутой форме, так что можно получить следующие соотношения для изображения комплексного спектра:
F{sin(27r/0/)} = 1б(/ -/0) = -у5(/ -Л)	(2.8)
J
и
F{cos(2n/00}=5(/-/0),	(2.9)
где 5(/ -/0) - функция Дирака: 5(/ -/0) = 1 при / - /0 =0 или f	8(/ -/0) = 0в других случаях.
Можно увидеть, что частотный спектр как для синусоидального, так и для косинусоидального сигналов состоит из одиночного импульса Дирака в точке /0 (см. рис. 2.5, а). Фурье-преобразования синусоидального и косинусоидального сигналов идентичны по величине, так что эти два сигнала имеют одинаковые по величине модули спектра на одной и той же частоте f ’.
Для расчета частотного спектра периодического сигнала, временные характеристики которого описываются рядом Фурье в соответствии с выражением (2.4), следует преобразовать по Фурье каждую компоненту ряда. Каждое такое преобразование приведет к импульсу Дирака, который представляет собой дискретную компоненту в частотной области. Поэтому периодические сигналы всегда представляются спектрами с дискретными компонентами, которые часто называются линейчатыми спектрами. Соответственно, спектр,
I
|Х(П1
Рис. 2.4. Спектр амплитуд сигнала, аппроксимирующего прямоугольный импульс (см. рис. 2.3)
8	Основы спектрального анализа
показанный на рис. 2.4, получен для аппроксимированного прямоугольного сигнала рис. 2.3.
На рис. 2.5 показаны некоторые дополнительные примеры представления периодических сигналов во временной и частотной областях.
Временная область
Частотная область
Рис. 2.5. Периодические сигналы во временной и частотной областях (спектр амплитуд)
2. Сигналы
9
Непериодические сигналы
Сигналы с непериодическим поведением во временной области нельзя представить рядом Фурье. Поэтому частотный спектр таких сигналов не может быть составлен из дискретных спектральных компонент. Непериодические сигналы представляются непрерывным частотным спектром с частотно-зависимой спектральной плотностью. Спектры таких сигналов вычисляются с помощью преобразования Фурье по выражению (2.2).
Подобно синусоидальному и косинусоидальному сигналам, решение уравнения (2.2) может быть найдено в замкнутой форме для очень многих сигналов. Таблицы, в которых указаны такие пары преобразований Фурье, приведены в [2.1].
Для сигналов со случайными характеристиками во временной области, например, для шума или случайной последовательности битов, решение в замкнутой форме редко может быть найдено. В этом случае частотный спектр легче всего определить численным решением уравнения (2.2).
На рис. 2.6 показаны некоторые непериодические сигналы во временной и частотной областях.
В зависимости от характера проводящихся измерений, полезными могут оказаться наблюдения или во временной, или в частотной областях. Например, измерения дрожания фронтов в линиях передачи цифровых данных требуют использования осциллографа. Для определения гармонического состава более полезным оказывается наблюдение за сигналом в частотной области.
Сигнал, показанный на рис. 2.7, кажется чисто синусоидальным сигналом с частотой 20 МГц. Базируясь на изложенных выше сведениях, мы могли бы ожидать, что частотный спектр его состоит из единственной компоненты с частотой 20 МГц.
Однако при наблюдении за этим сигналом в частотной области с помощью анализатора спектра, становится очевидным, что фундаментальной гармонике (гармонике 1-го порядка или основной гармонике) сопутствуют несколько гармоник высших порядков (рис. 2.8). Эта информация обычно не может быть выявлена при наблюдении сигнала во временной области. На практике количественные методы выявления гармоник высшего порядка снимают определенные проблемы. В частности, кратковременную стабильность частоты или амп
10
Основы спектрального анализа
литуды синусоидального сигнала намного легче наблюдать в частотной области, чем во временной (см. также разд. 6.1 «Измерение фазовых шумов»).
Рис. 2.6. Непериодические сигналы во временной и частотной областях
2. Сигналы
11
Рис. 2.7. Синусоидальный сигнал (f= 20 МГц), наблюдаемый на осциллографе
♦RBW 300 kHz Marker 1 [Т1 CNT]
*VBW 3 кН?	14.61 dBm
Рис. 2.8. Синусоидальный сигнал рис. 2.7, наблюдаемый в частотной области с помощью анализатора спектра
3.	СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОРГАНЫ УПРАВЛЕНИЯ АНАЛИЗАТОРА СПЕКТРА
В зависимости от типа измерений, к анализатору спектра предъявляются различные требования по максимальной частоте входного сигнала. С точки зрения различия возможных структурных схем анализаторов спектра, диапазоны входных частот можно подразделить на следующие:
•	Диапазон НЧ < 1 МГц;
•	Диапазон ВЧ < 3 ГГц;
•	Микроволновый диапазон < 40 ГГц;
•	Миллиметровый диапазон - выше 40 ГГц.
Диапазон НЧ до частот примерно 1 МГц перекрывает задачи низкочастотной электроники, а также акустики и механики. Применения радиочастотного диапазона ВЧ относятся к методам беспроводной связи, таким, как мобильная связь, радиовещание и телевидение. Частотные диапазоны микроволнового и миллиметрового диапазона используются со все возрастающей активностью в широкополосных применениях (например, цифровая радиорелейная связь).
Различные концепции построения анализаторов могут быть пригодны для тех или иных частотных диапазонов. В последующих разделах детально описаны две основные концепции.
3.1.	Фурье-анализатор
(анализатор на основе быстрого преобразования Фурье)
Как объяснялось в гл. 2, частотный спектр сигнала однозначно определяется зависимостью этого сигнала от времени. Временная и частотная области связаны друг с другом с помощью преобразования Фурье. Поэтому уравнение (2.2) можно использовать для расчета спектра сигнала, записанного во временной области. Для точного расчета частотного спектра входного сигнала потребовался бы бесконечный период наблюдения. Другое предварительное условие для использования уравнения (2.2) заключается в том, что уровень сигнала должен быть известен в каждый момент времени. Результатом этого расчета был бы непрерывный спектр, так что разрешение по частоте было бы неограниченным.
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра	13
Ясно, что такой точный расчет невозможен на практике. С учетом некоторых предварительных условий спектр, тем не менее, может быть определен с нужной точностью.
На практике, преобразование Фурье осуществляется с помощью систем цифровой обработки сигналов. В связи с этим сигнал, подвергающийся анализу, должен быть подвергнут дискретизации (взятию выборок) с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и квантован по амплитуде. С помощью взятия выборок непрерывный входной сигнал преобразуется в дискретный во времени сигнал, и часть информации о временной зависимости теряется. Полоса частот входного сигнала должна быть поэтому ограничена, иначе высшие гармоники сигнала вызовут эффект неоднозначности из-за наложения спектров выборок (см. рис. 3.1). В соответствии с законом Шеннона1 о выборках, частота выборок fs должна быть, по крайней мере, вдвое больше по сравнению с шириной полосы частот 5ВХ входного сигнала. Это условие принимает вид:
Л>2Ввхи/>1,	(3.1)
где fs - частота выборок, Гц; 5ВХ - ширина полосы частот входного сигнала, Гц; Ts - период выборок, с.
Для осуществления выборок сигналов, прошедших через низкочастотный фильтр (называемых низкочастотными сигналами), минимальная частота выборки определяется максимальной частотой сигнала f вхмакс. Поэтому уравнение (3.1) дает:
fs	(3.2)
Если fs >2/вхмакс,то может оказаться невозможным восстановить сигнал по данной совокупности выборок из-за неправильных условий взятия выборок. Более того, для ограничения полосы потребовался бы низкочастотный фильтр с бесконечной крутизной характеристики избирательности. Поэтому на практике используются значения частоты выборки, существенно превышающие 2/вхмакс.
Для преобразования Фурье используется лишь некоторая часть («отрезок») сигнала. Это означает, что для вычислений используется
1 В отечественной литературе теорема о выборках носит имя В.А. Котельникова, поскольку она была сформулирована и доказана им намного раньше Клода Шеннона (прим, переводчика).
14
Основы спектрального анализа
Рис. 3.1. Взятие выборок на выходе низкочастотного фильтра с частотой выборкиfs: а, б- 2f3Xмакс < fsl 2
в ~ макс - f.J поэтому возникает неопределенность из-за наложения
только ограниченное число N выборок. Этот процесс называется «оконной обработкой» . Входной сигнал (рис. 3.2, а) умножается на определенную «оконную функцию» перед или после взятия выборок во временной области. В примере, показанном на рис. 3.2, использовано прямоугольное окно. Результат перемножения показан на рис. 3.2, б.
Расчет спектра сигнала на основе выборок сигнала во временной области называется обычно дискретным преобразованием Фурье (ДПФ). Уравнение (2.2) записывается теперь в виде:
X±k) = N^x(nTsye~i2*knlN.	(3.3)
zz=O
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра	15
Рис. 3.2. ДПФ при периодическом входном сигнале (время наблюдения равно целому числу периодов входного сигнала)
16
Основы спектрального анализа
где Х(к) - значение спектра в точке kf s / N; k - номер частотного отсчета (k= 0, 1,2, ...); п - номер временного отсчета; x(nTs) - значение выборки в точке x(nTs) (п = 0, 1, 2,...); 7V- длина ДПФ, т. е. общее число выборок, используемое для расчета преобразования Фурье.
Результатом дискретного преобразования Фурье является дискретный частотный спектр (рис. 3.2, в). Вычисленный спектр состоит из индивидуальных компонент, соответствующих частотам, которые вычисляются так:
f(k) = k—=k—^—, N NTS
(3-4)
где f (к) - отсчет частоты, Гц; к - номер отсчета частоты (к = 0, 1, 2, ...);^ - частота выборок; N- длина ДПФ.
Можно увидеть, что разрешение [минимальное расстояние между двумя спектральными компонентами входного сигнала, требуемое для того, чтобы эти компоненты проявлялись на двух различных частотах /(&) и f(k-l) зависит от времени наблюдения NTS. Требуемое время наблюдения увеличивается с ростом требуемого разрешения.
В процессе взятия выборок спектр сигнала становится периодическим с периодом fs (см. рис. 3.1). Поэтому на рис. 3.2, г показана компонента дискретного частотного спектра на частоте f (к = 6). При анализе частотного диапазона от 0 доиз рис. 3.1, а. становится очевидным, что это - компонента на частоте fs - f вх.
В примере, показанном на рис. 3.2, возможно точное вычисление спектра сигнала. В дискретном частотном спектре имеется отсчет частоты, который точно соответствует частоте сигнала. Для этого должны быть выполнены следующие требования:
•	сигнал должен быть периодическим (период То);
•	время наблюдения NTS должно быть целым числом периода То сигнала.
Эти требования на практике обычно не выполняются, и результат преобразования Фурье отличается от ожидаемого результата. Это отклонение характеризуется расширением спектра сигнала и ошибкой в амплитуде. Оба эффекта описываются ниже.
Перемножение входного сигнала и оконной функции во временной области соответствует операции взятия свертки в частотной области (см. [2.1]). В частотной области модуль передаточной функции
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра
17
Рис. 3.3. ДПФ при периодическом входном сигнале (время наблюдения не является целым множителем периода входного сигнала)
18
Основы спектрального анализа
прямоугольного окна, используемого на рис. 3.2, приводит к синусоидальной оконной функции:
Ш)| - XTS sin(2nfNTs / 2) = NTS	>	(3-5)
где W_(f) - оконная функция в частотной области; NTs - ширина окна.
В дополнение к явно выраженному второму максимуму нули наблюдаются в точках, кратных величине 1 / NTs. За счет взятия свертки с помощью оконной функции, результирующий спектр сигнала «размазывается» так, что он становится явно шире. Это называется эффектом «просачивания» .
Если входной сигнал является периодическим и время наблюдения NTS есть целое число периодов, то эффекта просачивания при прямоугольном окне нет, так как за исключением частоты сигнала нули соседних частотных зон и частотные отсчеты совпадают (см. рис. 3.2, г).
Если эти условия не удовлетворяются, что обычно встречается в нормальных ситуациях, то нет такого частотного отсчета, который бы соответствовал частоте сигнала. Этот случай показан на рис. 3.3. Рассчитанный с помощью ДПФ спектр явно шире, так как частота действующего сигнала находится между двумя соседними частотными отсчетами и нули оконной функции не совпадают с частотными отсчетами соседних частотных зон.
Как показано на рис. 3.3, г, в этом случае наблюдается также амплитудная ошибка. При постоянном времени наблюдения значение амплитудной ошибки зависит от частоты входного сигнала (см. рис. 3.4). Ошибка имеет максимум, если частота сигнала расположена точно между двумя частотными отсчетами.
Увеличивая время наблюдения, можно снизить абсолютное уширение спектра и получить более высокое разрешение, но максимально возможная амплитудная ошибка остается неизменной. Однако, используя оптимизированную оконную обработку вместо прямоугольного окна, можно снизить влияние этих двух эффектов. Такие оконные функции обеспечивают меньшие вторичные максимумы в частотной области, поэтому эффект просачивания снижается, как показано на рис. 3.5. Подробное описание применения оконной обработки имеется в [3.1] и [3.2].
Для получения высокого уровня точности, требуемого для спектрального анализа, обычно используется окно с плоской верши-
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра
19
Рис. 3.4. Ошибка амплитуды, вызванная прямоугольным окном, как функция от частоты сигнала
ной в частотной области. Максимальная ошибка уровня такой оконной функции является очень малой: всего 0,05 дБ. Недостатком ее является относительно широкий основной лепесток, который снижает частотное разрешение.
Рис. 3.5. Эффект просачивания при использовании прямоугольного окна и окна Ханна (моделирование на MatLab)
20
Основы спектрального анализа
Число вычислительных процедур, требуемое для выполнения преобразования Фурье, может быть уменьшено при использовании оптимизированных алгоритмов. Наиболее часто используемым методом является быстрое преобразование Фурье (БПФ). Анализаторы спектра, работающие по этому принципу, называются БПФ-анализа-торами. Структурная схема такого анализатора показана на рис. 3.6.
ФНЧ АЦП Память
Дисплей
Рис. 3.6. Структурная схема БПФ-анализатора
Для точного соответствия теореме о выборках полоса частот входного сигнала ограничивается аналоговым низкочастотным фильтром (частота среза фильтра /сф = f вхмакс), стоящим перед аналого-цифровым преобразователем (АЦП). После осуществления выборок квантованные значения сохраняются в памяти и затем используются для вычисления сигнала в частотной области. В завершение, прибор показывает частотный спектр сигнала.
Квантование выборок приводит к возникновению шума квантования, который вызывает ограничение динамического диапазона в районе его нижней границы. Чем больше разрядность (число разрядов) применяемого АЦП, тем ниже оказывается шум квантования.
Из-за ограниченности полосы пропускания доступных АЦП с высокой разрядностью, для БПФ-анализаторов приходится искать компромисс между динамическим диапазоном и максимальной частотой входного сигнала. В настоящее время широкий динамический диапазон в районе 100 дБ для БПФ-анализаторов может быть достигнут только для низкочастотных применений вплоть до 100 кГц. Более широкие полосы неизбежно приводят к снижению динамического диапазона.
В противовес другим построениям анализаторов, фазовая информация не теряется в процессе комплексного преобразования Фурье. Поэтому БПФ-анализаторы способны определить комплексный спектр, т. е. его амплитуду и фазу. Если к тому же блоки анализатора обладают высокой вычислительной скоростью, то они позволяют даже проводить анализ в реальном масштабе времени.
БПФ-анализаторы непригодны для анализа импульсных сигналов (см. рис. 3.7). Результат БПФ зависит от выбранного участка временной функции. Поэтому для корректного анализа необходимо
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра
21
NTs = n-T0
Окно	------*-----
Рис. 3.7. БПФ импульсных сигналов (результат зависит от момента времени измерения)
знать некоторые свойства анализируемого сигнала, необходимые для задания границ интервала измерения.
3.2.	Анализаторы, работающие по супергетеродинному2 принципу
Из-за ограничений на полосу пропускания доступных АЦП, БПФ-анализаторы удобны только для анализа низкочастотных сигналов. Для анализа спектра высокочастотных сигналов в микроволновом и миллиметровом диапазонах используются анализаторы с преобразованием частоты входного сигнала. В этом случае спектр входного сигнала не вычисляется по отсчетам временной зависимости, а определяется непосредственно с помощью анализа в частотной области. Для такого анализа необходимо разбить входной спектр на его отдельные
2 Здесь и далее использован принятый в русскоязычной литературе термин «супергетеродинный приемник» вместо используемого на Западе термина «гетеродинный приемник» (прим, переводчика).
Т1
Основы спектрального анализа
Перестраиваемый полосовой
фильтр Усилитель Детектор Дисплей
Пилообразный сигнал
Перестраиваемый полосовой фильтр
Рис. 3.8. Структурная схема анализатора спектра с перестраиваемым полосовым фильтром
спектральные компоненты. Для этой цели, как показано на рис. 3.8, можно было бы использовать перестраиваемый полосовой фильтр.
Полоса пропускания фильтра соответствует полосе разрешения частот (RBW) анализатора. Чем меньше полоса разрешения, тем выше спектральное разрешение анализатора.
Однако, узкополосные фильтры входных сигналов современных анализаторов спектра, перестраиваемые в частотном диапазоне, трудно осуществить технически. Более того, перестраиваемые фильтры имеют постоянную относительную полосу пропускания, нормированную относительно центральной частоты. Поэтому абсолютное значение полосы пропускания растет с увеличением центральной частоты. В связи с этим, это решение не подходит для спектрального анализа.
Поэтому анализаторы спектра для диапазонов высоких входных частот обычно работают по принципу обычных супергетеродинных приемников. Структурная схема такого приемника показана на рис. 3.9.
Супергетеродинный приемник преобразует входной принимаемый сигнал с помощью смесителя и гетеродина (LO) в сигнал промежуточной частоты (ПЧ). Если гетеродин перестраивается (при условии, что это технически осуществимо), то полный частотный диапазон входного сигнала может быть преобразован (перенесен) на постоянную промежуточную частоту изменением частоты гетеродина. Разрешение анализатора затем обеспечивается фильтром ПЧ с фиксированной центральной частотой.
В отличие от концепции, описанной выше, когда фильтр, обеспечивающий требуемое разрешение, будучи динамическим компонентом, перестраивается по частоте в диапазоне спектра входного
3 Структурная схема и органы управления анализатора спектра
23
Детектор Видео-
Смеситель	Фильтр ПЧ	огибающей фильтр
Пилообразный сигнал
Рис. 3.9. Структурная схема анализаторов спектра, работающих по супергетеродинному принципу
сигнала, то теперь наоборот: входной сигнал «перемещается по частоте» перед фильтром с фиксированной частотной характеристикой.
Преобразованный сигнал сначала усиливается до того, как он подается на фильтр ПЧ, который и определяет полосу разрешения анализатора. Фильтр ПЧ имеет постоянную центральную частоту, благодаря чему удается устранить все проблемы, связанные с перестраиваемыми фильтрами.
Для того, чтобы обеспечить возможность сигналам с широким диапазоном уровней воспроизводиться одновременно на экране анализатора, сигнал ПЧ сжимается (компрессируется) по уровню с помощью логарифмического усилителя и далее определяется огибающая сигнала. Результирующий выходной сигнал называется «видеосигналом». Этот сигнал может быть усреднен с помощью регулируемого низкочастотного фильтра, называемого «видеофильтром». Таким образом, сигнал очищается от шумов и сглаживается для удобной индикации на экране. Видеосигнал подается на вход вертикального отклонения электронно-лучевой трубки (ЭЛТ) анализатора. Поскольку видеосигнал на экране анализатора должен воспроизводиться в функции от частоты, для горизонтальной развертки луча ЭЛТ используется тот же самый пилообразный сигнал, что и для перестройки по частоте гетеродина. Обе частоты: гетеродина и ПЧ - известны. Таким образом, положение по частоте входного сигнала может прямо наблюдаться на спектральной картинке на экране анализатора.
В современных анализаторах спектра практически все процессы управляются одним или несколькими микропроцессорами, предоставляя огромное количество новых функциональных возможностей,
24
Основы спектрального анализа
Рис. 3.10. «Перемещение сигнала» перед разрешающим фильтром в супергетеродинном приемнике
которые ранее были недоступны. Одна из таких возможностей - это дистанционное управление анализатором спектра через интерфейсы, скажем, по шине IEEE.
Современные анализаторы используют быстрые системы цифровой обработки сигналов, где входной сигнал в подходящем месте подвергается выборке с помощью АЦП и далее обрабатывается цифровым сигнальным процессором. Высокие скорости работы, обеспечиваемые в современных модулях цифровой обработки, перемещают модули выборки все дальше вперед на пути прохождения сигнала. Ранее видеосигнал оцифровывался после прохождения через аналоговый
3. Структурная схема и органы управления анализатора спектра
25
детектор выделения огибающей и видеофильтр, в то время как сейчас в современных анализаторах спектра сигнал часто оцифровывается на последней низкой ПЧ. Огибающая сигнала ПЧ определяется затем непосредственно из его выборок.
Соответственно, первый гетеродин больше не перестраивается с помощью аналогового пилообразного сигнала, как в прежних супергетеродинных приемниках. Вместо этого, гетеродин синхронизируется опорным сигналом через систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) и перестраивается путем изменения коэффициентов деления частоты. Выигрыш от использования техники ФАПЧ связан с существенно более высокой точностью установки частоты, по сравнению с достигаемой с помощью аналоговой перестройки.
Вместо устаревших ЭЛТ можно использовать современный ЖК-дисплей, что приводит к более компактным конструкциям.
3.3.	Главные настройки
Анализаторы спектра обычно обеспечивают настройку следующих важнейших параметров (рис. 3.11):
•	Диапазон отображаемых частот.
Диапазон частот, показываемый на экране анализатора, может устанавливаться путем задания частот старта и стопа (т. е. минимальной и максимальной частоты, подлежащих индикации на экране анализатора), или центральной частоты и диапазона качаний, отсчитываемого в обе стороны от центральной частоты. Последний вариант показан на рис. 3.11. Современные анализаторы спектра имеют обе возможности настройки.
•	Диапазон отображаемых уровней.
Этот диапазон устанавливается с помощью максимального отображаемого уровня (опорного уровня) и размаха уровней. В примере, показанном на рис. 3.11, опорный уровень равен 0 дБм (уровень в децибелах относительно милливатта) и размах равен 100 дБ. Как будет описано далее, коэффициент ослабления входного ВЧ-ат-тенюатора также влияет на эту настройку.
•	Разрешение по частоте.
Для анализаторов, работающих по супергетеродинному принципу, разрешение по частоте регулируется полосой пропускания
26
Основы спектрального анализа
фильтра ПЧ. Поэтому разрешение по частоте часто называют полосой разрешения.
•	Время развертки (только для анализаторов, работающих по супергетеродинному принципу).
Время, требуемое для приема и записи в память интересующего пользователя полного частотного спектра, называется временем развертки.
Некоторые из этих параметров зависят друг от друга. Очень малые полосы разрешения, например, приводят к относительно длительному времени развертки. Точные соотношения описаны в деталях в разд. 4.6.
Рис. 3.11. Изображение измеренного спектра на экране
4. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ АНАЛИЗАТОРА, РАБОТАЮЩЕГО ПО СУПЕРГЕТЕРОДИННОМУ ПРИНЦИПУ
В этом разделе приводится детальное описание отдельных узлов анализатора, работающего по супергетеродинному принципу, а также практическая реализация современного анализатора спектра для частотного диапазона от 9 кГц до 3 или 7 ГГц. Детальная структурная схема приведена в конце книги. Отдельные блоки для удобства пронумерованы и объединены в функциональные узлы.
4.1.	Входная радиочастотная часть
(модуль сигнальной частоты)
Подобно многим измерительным приборам, используемым в области современных телекоммуникаций, анализаторы спектра обычно имеют входное сопротивление 50 Ом. Для проведения измерений в системах с сопротивлением 75 Ом, таких, как системы кабельного телевидения (CATV), некоторые типы анализаторов альтернативно поставляются с входным сопротивлением 75 Ом. С помощью трансформаторов импеданса анализаторы с входным сопротивлением 50 Ом можно с успехом применять и для систем с входным сопротивлением 75 Ом (см. рекомендации в подразд.: «Измерения в системах с входным сопротивлением 75 Ом»).
Важным критерием качества анализатора спектра является входной коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН, или VSWR), который существенно зависит от компонентов модуля сигнальной частоты, таких как аттенюатор, входной фильтр и первый смеситель. Эти компоненты входят в состав входной радиочастотной части, назначение и реализация которой обсуждаются в деталях далее.
Ступенчатый аттенюатор (2)1 используется на входе анализатора спектра для анализа сигналов с высоким уровнем. С помощью аттенюатора можно регулировать уровень сигнала на входе первого смесителя.
Уровень радиочастотного ослабления этого аттенюатора обычно меняется шагами по 10 дБ. В некоторых анализаторах, предназна-
1 Цветные кодовые номера в скобках относятся к узлам структурной схемы, приведенной в конце книги.
28
Основы спектрального анализа
ченных для измерений в широком динамическом диапазоне, используется более точная установка ослабления: 5 дБ или даже 1 дБ (см. разд. 5.5 «Динамический диапазон»).
Измерения в системах с входным сопротивлением 75 Ом
В системах радиовещания и телевидения устройства, ориентированные на входные сопротивления 75 Ом, являются более распространенными, чем широко используемые системы с 50 Ом. Для того чтобы производить измерения в таких системах с помощью анализаторов спектра, которые ориентированы на входные сопротивления 50 Ом, требуются соответствующие согласующие элементы. В противном случае возникают ошибки измерений, вызванные рассогласованием между анализируемым устройством и анализатором спектра.
Простейшим средством преобразования сопротивления 50 Ом в 75 Ом является последовательно включенный резистор сопротивлением 25 Ом. Этот резистор вносит весьма низкие потери в радиотракт (примерно 1,8 дБ), но таким образом согласуется только 75-омный вход. Выход этого устройства, подсоединенный к радиочастотному входу анализатора спектра, оказывается рассогласованным (см. рис. 4.1, а). Поскольку на практике входное сопротивление анализатора спектра отличается от идеального значения 50 Ом, то могут возникать ошибки измерений из-за множественных отражений, особенно характерных для рассогласованных испытываемых устройств.
Поэтому рекомендуется использовать внешние согласующие элементы, которые обеспечивают режим согласования на обоих кон
б)
Анализатор спектра
ZBX = 50 О
50 q Анализатор
^вых
= 75 0
ZBX 50 О
Рис. 4.1. Согласование входного сопротивления 75 Ом с помощью внешних согласующих элементов
4. Практическая реализация анализатора
29
цах (т. е. П-образные и L-образные согласующие элементы). В этом случае вносимые аттенюатором потери могут быть более высокими.
Супергетеродинный приемник преобразует входной сигнал с помощью смесителя (4) и гетеродина (5) в сигнал промежуточной частоты. Этот вариант преобразования частоты в общем виде может быть выражен так:
mfr„±nfm=fm,	(4.1)
где т, п = 1, 2, ...;/(’ет - частота гетеродина;^ - частота входного сигнала, который подвергается преобразованию; fn4 - промежуточная частота.
Если используются только основные (фундаментальные) гармоники входного и гетеродинного сигналов (т. е. т = п = 1), то уравнение (4.1) упрощается:
(4-2)
разрешая которое относительно fM, имеем:
Лх=|лет±/4	(4.з)
Непрерывно перестраивая гетеродин по частоте, можно при постоянной промежуточной частоте перекрыть широкий частотный диапазон входного сигнала. Уравнение (4.3) показывает, что для определенных значений ПЧ и частоты гетеродина всегда существует два значения частоты принимаемого входного сигнала, для которых выполняется условие, определяемое уравнением (4.2) (см. рис. 4.2). Это означает, что в дополнение к желаемой частоте принимаемого сигнала, всегда существует дополнительная частота приема, называемая «зеркальной». Для того чтобы устранить эту неопределенность, входные сигналы на таких нежелательных зеркальных каналах должны быть подавлены (отфильтрованы) с помощью соответствующих фильтров и не должны проходить на радиочастотный вход смесителя.
На рис. 4.3 показаны частотные диапазоны входного сигнала и сигнала зеркального канала для перестраиваемого приемника с низкой первой ПЧ. Если диапазон частот входного сигнала шире, чем 2/пч, то эти диапазоны перекрываются, и приходится использовать входной фильтр в виде перестраиваемого полосового фильтра для подавления частоты зеркального канала без влияния на анализируемый входной сигнал.
30
Основы спектрального анализа
Рис. 4.2. Двузначность супергетеродинного принципа
Рис. 4.3. Входной и зеркальный частотные диапазоны (перекрытие)
Для перекрытия частотного диапазона от 9 кГц до 3 ГГц, который является типовым для современных анализаторов спектра, этот фильтр должен быть исключительно сложным из-за очень широкого диапазона перестройки (несколько декад). Намного менее сложным этот фильтр будет при использовании высокой первой ПЧ (см. рис. 4.4).
4. Практическая реализация анализатора
31
Рис. 4.4. Принцип высокой промежуточной частоты
В подобном приемнике диапазон частот зеркального канала расположен выше частотного диапазона входного сигнала. Поскольку эти два частотных диапазона не перекрываются, частота зеркального канала может быть легко подавлена низкочастотным фильтром с фиксированной настройкой. При преобразовании частоты этого входного сигнала выполняются следующие соотношения:
=|Дет -Лх|	(4.4)
и для зеркального канала:
/от-|Лх-ЛеТ|-	(4-5)
Входной тракт ВЧ для частот до 3 ГГц
Для анализаторов, разработанных для перекрытия частотного диапазона 9 кГц...З ГГц, за входным аттенюатором (2) следует низкочастотный фильтр (3) для фильтрации частот зеркального канала. Из-за ограниченной развязки между трактами ВЧ и ПЧ и между входной и гетеродинной частями первого смесителя этот низкочастотный фильтр служит также для минимизации проникновения на вход ВЧ сигнала ПЧ и переизлучаемого сигнала гетеродина.
В нашем примере первая промежуточная частота равна 3476,4 МГц. Для преобразования частотного диапазона входного сигнала, расположенного в области от 9 кГц до 3 ГГц, вверх на частоту 3476,4 МГц, сигнал гетеродина (5) должен перестраиваться в частотном диапазоне от 3476,40 МГЦ до 6476,4 МГц. В соответствии
32
Основы спектрального анализа
с уравнением (4.5), диапазон частот зеркального канала уйдет в область от 6952,809 МГц до 9952,8 МГц.
Измерение сигналов с постоянной составляющей (DC)
Многие анализаторы спектра, в частности те, которые работают при очень низких входных частотах на нижнем краю частотного диапазона (например, при 20 Гц), содержат в тракте между ВЧ-вхо-дом и первым смесителем каскады со связью по постоянному току (DC-связи), в которых нет разделительных конденсаторов.
Постоянное напряжение нельзя подавать на вход смесителя, потому что это обычно приводит к выходу из строя смесительных диодов. Для измерений сигналов с DC-компонентами в анализаторах спектра с каскадами со связью по постоянному току используется внешний разделительный конденсатор (DC-блок). Следует отметить, что за счет потерь, вносимых DC-блоком, входной сигнал немного ослабляется. Эти дополнительные потери должны быть учтены при измерениях абсолютного уровня сигналов.
В некоторых анализаторах спектра для предотвращения повреждения первого смесителя используются разделительные конденсаторы. В этом случае, нижняя граница частотного диапазона повышается. Поэтому анализаторы со связью по переменному току имеют достаточно высокую минимальную частоту входного сигнала, например, 9 кГц.
Из-за широкого диапазона перестройки и низкого фазового шума вдали от несущей частоты (см. разд. 5.3 «Фазовый шум») в качестве гетеродина часто используется ЖИГ-генератор2. Эта технология использует для перестройки частоты резонатора внешнее по отношению к резонатору постоянное магнитное поле.
Некоторые анализаторы спектра используют в качестве гетеродинов генераторы, управляемые напряжением (ГУН). Хотя такие генераторы имеют существенно меньший диапазон перестройки по сравнению с ЖИГ-генераторами, но они могут перестраиваться много быстрее, чем ЖИГ-генераторы.
Чтобы увеличить точность задания частоты спектральных компонент сигнала, сигнал гетеродина синтезируется. Это означает, что гетеродин синхронизируется по частоте опорным сигналом через си-
2 Так сокращенно называют генераторы, у которых в качестве частотно задающего элемента используются резонаторы на основе железоиттриевого граната (прим, переводчика).
4. Практическая реализация анализатора
33
стему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) (6). В отличие от аналоговых анализаторов спектра, частота гетеродина здесь изменяется не непрерывно, а дискретно с определенным шагом. Размер шага зависит от полосы разрешения. Малые полосы разрешения требуют небольших шагов перестройки. В противном случае отдельные спектральные компоненты входного сигнала могут быть пропущены или могут возникать ошибки определения их уровня. Для иллюстрации этого эффекта на рис. 4.5 показан фильтр, перестраиваемый шагами по всему диапазону входных частот. Чтобы предотвратить такие ошибки, размер шага на практике должен быть намного меньше полосы разрешения (скажем, равным 0,1 • RBW).
Рис. 4.5. Эффекты чрезмерно большого шага перестройки: а - входной сигнал почти полностью потерян;
б - ошибка уровня отображаемого входного сигнала
Опорный сигнал обычно вырабатывается термокомпенсированным кварцевым генератором. Для повышения точности измерения частоты и ее долговременной стабильности (см. также разд. 5.9 «Точность измерения частоты») большинство анализаторов спектра дополняют термостатированным кварцевым генератором, где генератор размещается прямо во внутреннем термостате. Для синхронизации с другими измерительными приборами опорный сигнал (обычно с частотой 10 МГц) подается на выходной разъем (28). Анализатор спектра может быть также синхронизирован от подаваемого извне опорного сигнала (27). Если в анализаторе имеется только один такой разъем для подключения опорного сигнала (по входу или выходу), то
34
Основы спектрального анализа
режим функционирования такого разъема обычно переключается внутри анализатора спектра.
Как показано на рис. 3.9, уже за первым преобразованием частоты следует система обработки сигнала ПЧ и детектирования сигнала ПЧ. При такой высокой ПЧ узкополосные фильтры ПЧ очень трудно реализовывать, ввиду чего в описываемом здесь техническом решении сигнал высокой 1-й ПЧ преобразовывается на более низкую ПЧ (20,4 МГц в нашем примере).
При прямом преобразовании на 20,4 МГц частота зеркального канала будет смещена только на 2 -20,4 МГц = 40,8 МГц от подлежащего преобразованию сигнала первой ПЧ с частотой 3476,4 МГц (рис. 4.6). Режекция частоты зеркального канала очень важна, поскольку имеются ограничения на развязку трактов ВЧ и ПЧ смесителя и сигналы со входа могут попасть без преобразования в тракт первой ПЧ. Этот эффект называется прямым прохождением ПЧ (см. разд. 5.6 «Устойчивость к помехам»). Если частота входного сигнала соответствует частоте зеркального канала второго преобразования частоты, то этот эффект сказывается в т.н. приеме по зеркальному каналу 2-й ПЧ. При определенных условиях входные сигналы могут также преобразовываться на зеркальную частоту второго преобразования. Поскольку потери преобразования смесителей обычно много меньше развязки между трактами ВЧ и ПЧ смесителей, этот тип приема по зеркальному каналу является гораздо более опасным.
Из-за высокой частоты сигнала зеркального канала и низкой 2-й ПЧ (20,4 МГц) для режекции сигнала зеркального канала потребовался бы исключительно сложный фильтр с очень высокой селективно-
Рис. 4.6. Преобразование высокой 1-й ПЧ на низкую 2-ю ПЧ
4. Практическая реализация анализатора
35
стью (высокой крутизной спадов АЧХ). Поэтому желательно преобразовать сигнал первой ПЧ на некоторую среднюю 2-ю ПЧ, скажем, 404,4 МГц, как в предлагаемом примере. Для этой цели потребуется сигнал неперестраиваемого гетеродина (10) частотой 3072 МГц, а зеркальный канал при таком преобразовании попадет на 2667,6 МГц. Подавление этого зеркального канала не вызовет проблем и потребует использования простого полосового фильтра (8). Полоса пропускания этого полосового фильтра должна быть достаточно большой, чтобы не сильно исказить сигнал даже при максимальной полосе разрешения. Чтобы снизить общий коэффициент шума анализатора, входной сигнал подвергается усилению (7) до второго преобразования частоты.
Входной сигнал, преобразованный на 2-ю ПЧ, опять усиливается, фильтруется полосовым фильтром режекции зеркального канала для третьего преобразования частоты и преобразуется на низкую 3-ю ПЧ 20,4 МГц с помощью смесителя. Полученный таким образом сигнал поступает в систему обработки сигнала ПЧ.
Входной тракт ВЧ для частот, превышающих 3 ГГц
Принцип высокой первой ПЧ требует широкого диапазона ра-бочих частот гетеродина (Л,тмакс =/вхмакс +/1пч). В дополнение к ши-рокополосному входному тракту ВЧ, входной (первый) смеситель должен также иметь исключительно широкополосный вход гетеродинного сигнала и выход сигнала ПЧ - эти требования очень трудно обеспечить, если верхняя граница частотного диапазона анализатора увеличивается. Поэтому такое построение анализатора удобно только для частотного диапазона входного сигнала не выше 7 ГГц.
Для перекрытия микроволнового диапазона необходимо использовать другие структурные схемы, принимая во внимание следующие моменты:
•	Частотный диапазон 3...40 ГГц охватывает чуть более, чем одну декаду, в то время как диапазон 9 кГц...З ГГц соответствует примерно 5,5 декадам.
•	В микроволновом диапазоне фильтры, перестраиваемые в широком диапазоне и с узкими относительными полосами пропускания, могут быть выполнены с использованием ЖИГ-техно-логии [4.1]. Диапазоны перестройки от 3 до 50 ГГц являются вполне реализуемыми.
36
Основы спектрального анализа
Как уже рассматривалось, прямое преобразование входного сигнала на низкую ПЧ требует полосового следящего фильтра для режекции зеркального канала. В отличие от частотного диапазона до 3 ГГц, такая преселекция вполне может быть выполнена для диапазона выше 3 ГГц с помощью ЖИГ-фильтров. В соответствии с этим, гетеродин нуждается лишь в частотной перестройке, соответствующей частотному диапазону входного сигнала.
Рассмотрим в нашем примере расширение частотного диапазона анализатора спектра от 3 до 7 ГГц. После входного аттенюатора входной сигнал разделяется диплексером на две части (19), с диапазонами частот 9 кГц...З ГГц и 3...7 ГГц, которые подаются на соответствующие входные тракты ВЧ.
В более высокочастотном входном тракте сигнал проходит через следящий ЖИГ-фильтр (20) на смеситель. Центральная частота этого полосового фильтра соответствует частоте входного сигнала, преобразуемого на ПЧ. Прямое преобразование на низкую ПЧ (в нашем примере 20,4 МГц) в таком варианте также затруднительно из-за достаточно широкой полосы пропускания ЖИГ-фильтра. Поэтому наилучшим вариантом здесь является преобразование сигнала сначала на среднюю ПЧ (404,4 МГц) так же, как это делается в более низкочастотном входном тракте.
В нашем примере потребовался бы частотный диапазон гетеродина от 2595,6 до 6595,6 МГц для преобразования входного сигнала как верхней боковой полосы (что достигается при /пч = /вх -/гет). Для преобразования его как нижней боковой полосы (/пч =/гет - /вх), гетеродин должен был бы перестраиваться в диапазоне от 3404,4 до 7404,4 МГц.
Если скомбинировать эти два режима преобразования, переключая их в центре полосы частот входного сигнала, то такую структурную схему вполне можно применить при ограниченном частотном диапазоне гетеродина: от 3404,4 до 6595,6 МГц (см. рис. 4.7).
Сигнал, преобразованный на ПЧ 404,4 МГц, усиливается (23) и поступает через переключатель (13) в цепь сигнала 2-й ПЧ более низкочастотного входного тракта ВЧ.
Верхний и нижний пределы рабочих частот этого варианта структурной схемы определяются технологическими ограничениями ЖИГ-фильтра. Максимальная частота для него равна примерно 50 ГГц.
В нашем примере верхний предел 7 ГГц определяется диапазоном перестройки местного гетеродина. Имеется много разных вари-
4. Практическая реализация анализатора
37
Входной сигнал,
Следящая предварительная	преобразованный
селекция	как нижняя боковая
014	:	Г
Входной сигнал, преобразованный как верхняя боковая полоса
014 Ох.мин	Ох,макс
Диапазон частот входного сигнала = диапазону перестройки полосового фильтра
Рис, 4,7, Преобразование к нижней ПЧ; режекция зеркального канала следящим преселектором
антов для преобразования сигналов свыше 7 ГГц при данном частотном диапазоне гетеродина, например:
•	Преобразование на основной частоте
Входной сигнал преобразуется с использованием основной частоты сигнала гетеродина. Для перекрытия высшего частотного диапазона при данном частотном диапазоне гетеродина частоту гетеродинного сигнала необходимо удвоить, например, с помощью умножителя частоты перед смесителем.
•	Преобразование на гармонике
Входной сигнал преобразуется с использованием гармоники сигнала гетеродина, вырабатываемой в смесителе из-за нелинейности последнего.
Преобразование частоты на основной гармонике является предпочтительным для получения минимальных потерь преобразования, что обеспечивает низкий коэффициент шума анализатора спектра. Требование высоких рабочих характеристик при таком построении приводит к сложной обработке сигнала гетеродина. В до
38
Основы спектрального анализа
полнение к умножителям частоты (22), для подавления субгармоник после умножения потребуются фильтры. Усилители, необходимые для обеспечения достаточно высокого уровня сигнала гетеродина, должны быть очень широкополосными. Они должны быть разработаны для частотного диапазона, который приблизительно соответствовал бы частотному диапазону входного сигнала на входе высокочастотного тракта.
Преобразование частоты на гармонике в смесителе проще реализовывать, но при этом возникают высокие потери на преобразование. В этом режиме необходим сигнал гетеродина большой амплитуды в относительно низкочастотном диапазоне, который подается на смеситель. Из-за нелинейности смесителя и высокого уровня сигнала гетеродина возникающие высшие гармоники будут иметь достаточный уровень для преобразования частоты. С ростом порядка m гармоники сигнала гетеродина, потери преобразования смесителя возрастают по сравнению с преобразованием на основной частоте:
ат =20 log m,	(4.6)
где ат - увеличение потерь преобразования по сравнению с режимом смешивания на основной частоте; т - порядок гармоники сигнала гетеродина, используемой для преобразования.
Два описываемых подхода используются на практике в соответствии с классом и ценой анализатора спектра. Возможна и комбинация обоих вариантов. Например, преобразование, осуществляемое с использованием гармоники сигнала гетеродина, удвоенного по частоте умножителем, дает пример такого компромиссного решения, обеспечивая невысокую сложность и достаточную чувствительность.
Внешние смесители
Для измерений в миллиметровом диапазоне длин волн (свыше 40 ГГц) диапазон частот анализатора спектра может быть расширен с использованием внешних гармонических смесителей. Эти смесители работают по принципу преобразования на гармонике, для чего требуется сигнал гетеродина, который по частотному диапазону ниже диапазона входного сигнала.
4. Практическая реализация анализатора
39
Входной сигнал преобразуется на низкую ПЧ с помощью гармоники частоты гетеродина и сигнал ПЧ вводится как входной сигнал в подходящую точку цепи ПЧ низкочастотного тракта анализатора.
В миллиметровом диапазоне длин волн обычно используются волноводы в качестве проводящих цепей сигналов. Поэтому внешние смесители, необходимые для расширения частотного диапазона анализаторов спектра, обычно имеют волноводные конструкции. Такие смесители в нормальных условиях не имеют фильтров преселекции и поэтому не обеспечивают необходимую режекцию зеркального канала. Нежелательные продукты частотного преобразования должны быть четко идентифицированы и удалены с помощью подходящих алгоритмов. Дополнительные сведения о расширении частотного диапазона с помощью внешних гармонических смесителей можно найти в [4.2].
4.2.	Обработка сигнала промежуточной частоты
Обработка сигнала ПЧ осуществляется на последней промежуточной частоте (в нашем примере - 20,4 МГц).
Здесь сигнал опять усиливается, а полоса разрешения определяется фильтром ПЧ.
Коэффициент усиления на этой последней ПЧ может регулироваться определенными шагами (в нашем примере шагами по 0,1 дБ), таким образом, максимальный уровень сигнала может поддерживаться постоянным для нормального режима обработки сигнала, независимо от положения аттенюатора и уровня сигнала в смесителе. При высоких уровнях ослабления в аттенюаторе коэффициент усиления сигнала ПЧ должен быть увеличен, так чтобы динамические диапазоны соответствующего детектора огибающей и АЦП были полностью использованы (см. разд. 4.6 «Зависимости параметров»).
Фильтр ПЧ используется для выделения той части преобразованного на ПЧ входного сигнала, уровень которой должен быть воспроизведен в некоторой точке на частотной оси анализатора. Для обеспечения высокой избирательности желательно использовать фильтр с прямоугольной АЧХ. Однако характер переходного процесса такого прямоугольного фильтра не очень подходит для анализаторов спектра. Поскольку подобные фильтры имеют большое время переходного процесса, для предотвращения ошибок определения
40
Основы спектрального анализа
Рис. 4.8. Передаточная функция по напряжению Гауссовского фильтра с логарифмической шкалой уровня
уровня спектр входного сигнала может быть перенесен на ПЧ только при очень медленном изменении частоты гетеродина. Меньшее время измерения может быть обеспечено за счет использования Гауссовских фильтров, оптимизированных по времени переходного процесса. Передаточная функция такого фильтра показана на рис. 4.8.
В отличие от фильтров с прямоугольной формой АЧХ, обеспечивающих резкий переход от режима пропускания к режиму режек-ции, необходимо дать определение полосы пропускания для фильтров с ограниченной крутизной спада АЧХ. Общей практикой для анализаторов спектра является задание полосы пропускания по уровню 3 дБ (расстояние по шкале частот между двумя точками частотной характеристики, в которых вносимые потери фильтра увеличиваются на 3 дБ по сравнению с центральной частотой).
Для многих измерений шумовых или шумоподобных сигналов, таких, как цифровые модулированные сигналы, измеряемые уровни должны быть отнесены к полосе измерений, т. е. в нашем случае - к полосе разрешения. Для этого должна быть известна эквивалентная шумовая полоса Вш фильтра ПЧ. Она может быть рассчитана из передаточной функции:
1	+00
(4.7)
“у ,0 о
4. Практическая реализация анализатора
41
Рис. 4.9. Передаточные функции по напряжению и по мощности гауссовского фильтра при линейной шкале уровня
где Вш - шумовая полоса, Гц; Hv (/) - передаточная функция по напряжению; Hv 0 - значение передаточной функции по напряжению в центре полосы (при f
Наилучшим образом проиллюстрировать эту формулу проще всего, рассматривая передаточную функцию по мощности при линейной шкале уровня (рис. 4.9). Шумовая полоса соответствует ширине прямоугольной характеристики той же площади, что и площадь под передаточной функцией Влияние шумовой полосы фильтра ПЧ обсуждается подробно в разд. 5.1 «Собственный шум» .
Для измерений коррелированных сигналов, что обычно имеет место в области радарной техники, также представляет интерес так называемая импульсная полоса. В отличие от шумовой полосы, импульсная полоса рассчитывается интегрированием передаточной функции напряжения. В результате получаем
1	+00
HV,O о
(4.8)
где 5ИМП - импульсная полоса, Гц; Hv (/) - передаточная функция по напряжению; Hv 0 - значение передаточной функции по напряжению в центре полосы.
Импульсная полоса гауссовского или подобного фильтра соответствует примерно полосе по уровню 6 дБ. В области измерений помех, когда часто выполняются спектральные измерения импульсов,
42
Основы спектрального анализа
исключительно используются полосы по уровню 6 дБ. Дальнейшие детали по измерениям импульсных сигналов приведены в разд. 6.2.
Глава 6 посвящена импульсным измерениям и измерениям фазовых шумов. Для этих измерений представляют интерес точные соотношения между шумовой, импульсной полосой и полосами по уровню 3 и 6 дБ. В табл. 4.1 приведены коэффициенты преобразований для различных фильтров, которые описаны далее в деталях.
Таблица 4.1
Соотношение между полосами по уровню 3 дБ/6 дБ и шумовой и импульсной полосой
Начальное значение - полоса по уровню 3 дБ	4-х звенный фильтр (аналог.)	5-ти звенный фильтр (аналог.)	Гауссовский фильтр (цифровой)
Полоса по уровню 6 дБ (В6дБ)	1,480 В3дБ	1.464-В3дБ	1.415 В3дБ
Шумовая полоса (Вш)	1.129 В3яБ	1.114В3дБ	1,065-В3дБ
Импульсная полоса (Вимп)	1.806 В3яБ	1.727-В3дБ	1,506-В3дБ
Полоса по уровню 3 дБ (В3дБ)	0,676- В6дБ	0,683- В6яБ	0,707-В6дБ
Шумовая полоса (Вш)	0,763- В6яБ	0,761-В6дБ	0,753-В6дБ
Импульсная полоса (Вимп)	1.220-В6яБ	1.179- В6дБ	1,065-В6дБ
Если анализатор, работающий по супергетеродинному принципу, используется для измерений чисто синусоидального сигнала, то мы должны ожидать в соответствии с теоремой Фурье индикации только одной спектральной линии, даже если имеют место небольшие вариации частоты вокруг частоты сигнала. Фактически же на дисплее появится изображение, показанное на рис. 4.10.
Дисплей анализатора покажет изображение АЧХ фильтра ПЧ. В процессе развертки входной сигнал, преобразованный на ПЧ, «перемещается перед» фильтром ПЧ и умножается на АЧХ фильтра ПЧ.
Схема этого процесса показана на рис. 4.11. Для упрощения здесь фильтр «перемещается перед» сигналом с постоянной частотой, причем оба типа представлений эквивалентны.
Как указывалось ранее, спектральное разрешение анализатора определяется в основном полосой разрешения, т. е. полосой фильтра ПЧ. Полоса фильтра ПЧ (по уровню 3 дБ) соответствует минимальному частотному сдвигу между двумя сигналами равного уровня, при котором сигналы оказываются различимыми на индикаторе по провалу на 3 дБ, когда используется детектор выборки или пиковый
4. Практическая реализация анализатора
43
Рис. 4.10. Изображение АЧХПЧфильтра на дисплее при синусоидальном входном сигнале
детектор (см. разд. 4.4). Этот случай иллюстрируется рис. 4.12, а. Красная кривая соответствует полосе разрешения 30 кГц. Уменьшая полосу разрешения, мы обеспечиваем четкое различение двух сигналов (рис. 4.12, а. голубые кривые).
Если два соседних сигнала имеют существенно разные уровни, то более слабый сигнал не будет показываться на дисплее при слишком большой полосе разрешения (см. рис. 4.12, б, красная кривая). Уменьшая полосу разрешения, мы обеспечим индикацию слабого сигнала (синяя кривая).
В подобных случаях крутизна скатов характеристики фильтра ПЧ оказывается важной, и она определяет обычно избирательность фильтра. Крутизна скатов характеристики определяется через коэффициент формы (прямоугольное™), который вычисляется по формуле:
КФ
V^60/3
D
П60 дБ ^ЗдБ
(4.9)
44
Основы спектрального анализа
где 53дБ - полоса по уровню 3 дБ; 560дБ - полоса по уровню 60 дБ.
Для полос по уровню 6 дБ, как это принято в задачах измерения электромагнитной совместимости, коэффициент формы определяется по отношению полосы по уровню 60 дБ к полосе по уровню 6 дБ.
Влияние крутизны ската характеристики можно наглядно увидеть на рис. 4.13. Фильтры ПЧ с полосой 1 кГц, но с разными коэф-
Рис. 4.11. Изображение характеристики фильтра ПЧ, путем «перемещения сигнала перед фильтром» (схематическое представление процесса формирования изображения)
4. Практическая реализация анализатора
45
Рис. 4.12. Спектры входного сигнала, состоящего из двух синусоидальных компонент одинакового и разного уровней, наблюдаемых при различных полосах разрешения (голубые кривые - RBW = 3 кГц, красные кривые RBW = 30 кГц)
46
Основы спектрального анализа
Рис. 4.13. Соседние синусоидальные сигналы с различными уровнями, наблюдаемые при полосе разрешения 1 кГц и при коэффициентах формы 9,5 и 4,6
фициентами формы использованы для получения двух изображений. В голубом изображении (Л’Ф = 4,6) более слабый сигнал все-таки можно различить по провалу характеристики, но разделение двух таких сигналов становится невозможным в красной кривой (КФ = 9,5), когда более слабый сигнал вообще не проявляется.
Если более слабый сигнал должен быть различен фильтром с низкой крутизной характеристики, то полоса разрешения должна быть уменьшена. Однако, из-за увеличения времени переходного процесса для узкополосных фильтров ПЧ, время развертки должно быть увеличено. Поэтому при некоторых измерениях использование фильтров с большой крутизной спада АЧХ позволяет устанавливать более короткое время развертки.
Как отмечалось ранее, самое высокое разрешение имеет место при узкополосных фильтрах ПЧ. Эти фильтры, как правило, всегда имеют длительное время переходного процесса по сравнению с ши
4. Практическая реализация анализатора
47
рокополосными фильтрами, поэтому современные анализаторы спектра обеспечивают большое число полос разрешения, чтобы подобрать разрешение и скорость измерений под конкретное применение. Диапазон регулировки полосы обычно велик (от 10 Гц до 10 МГц). Конкретные фильтры выполняются различным образом. Используются три типа фильтров:
•	аналоговые;
•	цифровые;
•	БПФ-фильтры.
Аналоговые фильтры ПЧ
Аналоговые фильтры используются для реализации очень больших полос разрешения. В анализаторе спектра, описанном в нашем примере, эти полосы составляют от 100 кГц до 10 МГц. Идеальные гауссовские фильтры не могут быть реализованы в виде аналоговых фильтров. Возможно очень хорошее приближение, по крайней мере, в полосе по уровню 20 дБ, так что отклик переходного процесса почти идентичен отклику гауссовского фильтра. Характеристики селективности зависят от порядка фильтра. Обычно анализаторы спектра имеют четырехзвенные фильтры, но встречаются модели и с пятизвенными фильтрами. Тем самым могут быть получены коэффициенты формы 14 и 10, а идеальный Гауссовский фильтр имеет коэффициент формы 4,6.
Анализатор спектра, описанный в нашем примере, использует фильтры ПЧ, сделанные из четырех отдельных звеньев. Фильтрация распределена таким образом, что два каскада фильтрации (29) и (31) включены до и два после усилителя ПЧ (30). Такая конфигурация позволяет иметь следующие преимущества:
•	каскады фильтров, включенные перед усилителем ПЧ, обеспечивают режекцию продуктов преобразования вне полосы фильтра ПЧ. Интермодуляционные компоненты, которые могут возникать в таких системах в конечных каскадах усилителя ПЧ без предварительной фильтрации, могут быть этим устранены (см. разд. 5.2 «Нелинейности»);
•	фильтрующие каскады после усилителя ПЧ используются для уменьшения шумовой полосы. Если они будут расположены до усилителя ПЧ, то общая мощность шумов при последующем детектировании огибающей будет существенно выше из-за собственных шумов усилителя ПЧ.
48
Основы спектрального анализа
Цифровые фильтры ПЧ
Узкие полосы пропускания могут быть наилучшим образом достигнуты с помощью цифровой обработки сигналов. В отличие от аналоговых фильтров, здесь можно реализовать идеальные гауссовские фильтры. Более высокая селективность может быть достигнута за счет использования цифровых фильтров вместо аналоговых фильтров при вполне приемлемой стоимости узлов. Аналоговые фильтры, состоящие из пяти индивидуальных звеньев, например, имеют коэффициент формы порядка 10, в то время как реализованный в цифровом виде идеальный гауссовский фильтр имеет коэффициент формы 4,6. Более того, цифровые фильтры имеют хорошую температурную стабильность. Поэтому они имеют более высокую точность по полосе.
Отклик переходного процесса цифрового фильтра определен и известен. При использовании простых корректировочных коэффициентов, цифровые фильтры позволяют получить более короткие времена развертки, чем аналоговые фильтры с той же полосой (см. разд. 4.6 «Зависимости настроек»).
В отличие от варианта, показанного на структурной схеме, сигнал ПЧ после усилителя ПЧ должен быть сначала оцифрован с помощью АЦП. Чтобы удовлетворить теореме о выборках, полоса сигнала ПЧ должна быть ограничена аналоговыми предварительными фильтрами до оцифровки. Такое ограничение полосы имеет место до усилителя, благодаря чему интермодуляционные продукты могут быть устранены, как было в случае аналоговых фильтров. Полоса пропускания предварительного фильтра - переменная, так что в зависимости от установки полосы цифрового разрешения, можно выбирать очень узкие полосы. Цифровой ПЧ фильтр обеспечивает и ограничение шумовой полосы перед детектированием огибающей.
Цифровой ПЧ фильтр может быть реализован по схемам, описанным в [3.1, 3.2]. В нашем примере с помощью цифровых фильтров реализуются полосы разрешения анализатора спектра шириной от 10 Гц до 30 кГц.
БПФ
Очень узкие полосы ПЧ приводят к длительным переходным процессам, что существенно снижает допустимую скорость развертки. Поэтому при очень высоком разрешении желательно вычислять спектр из временных характеристик - как это делается в БПФ анали-
4. Практическая реализация анализатора
49
заторах, описанных в разд. 3.1. Поскольку очень высокочастотные сигналы (вплоть до нескольких ГГц) не могут впрямую оцифровываться с помощью АЦП, то интересующие участки частотного диапазона преобразуются на ПЧ с фиксированной частотой гетеродина блоками, а полученный полосовой сигнал преобразуется в цифровую форму (рис. 4.14). Здесь требуется аналоговый предварительный фильтр для обеспечения однозначности.
показываемых частот
АЦП - Аналого-цифровой преобразователь, ОЗУ - Оперативное запоминающее устройство, БПФ - Быстрое преобразование Фурье
Дисплей
Рис. 4.14. Спектральный анализ с использованием БПФ
Для сигнала ПЧ с центральной частотой^ч и полосой В в соответствии с теоремой о выборках [уравнение (3.1)] можно определить минимальную частоту выборки, равную 2(/пч + 0ДВ). Однако если относительная полоса мала (В /	«1), то возможна субдискрети-
зация. Это означает, что для узкополосных сигналов частота выборок может быть ниже, чем значение частоты, полученное из теоремы о выборках. Для обеспечения однозначности необходимо обеспечить соответствие теореме о выборках для узкополосных сигналов. Допустимые частоты выборок определяются следующим образом:

Л+1
(4.Ю)
к
50
Основы спектрального анализа
где fs - частота выборок, Гц; /пч - промежуточная частота, Гц; В - полоса ПЧ сигнала, Гц; k = 1, 2,...
Спектр можно определить из значений выборок с помощью преобразования Фурье.
Максимальный диапазон, который можно анализировать при заданном разрешении с помощью БПФ, ограничивается скоростью выборки АЦП и объемом памяти, доступной для сохранения значений выборок. Поэтому большие диапазоны частот должны разделяться фильтрами на поддиапазоны (сегменты), сигналы в которых блоками преобразуются на ПЧ и оцифровываются.
Время развертки в случае аналогового или цифрового фильтра, как описано в разд. 3.1, возрастает прямо пропорционально ширине диапазона качаний, а в случае БПФ время анализа зависит от желаемого разрешения по частоте. С другой стороны, увеличение числа необходимых для вычисления БПФ выборок, связанное с широким диапазоном качаний и высокими требованиями к разрешению, приводит к увеличению необходимого объема памяти и времени вычислений. При достигнутой высокой скорости вычислений системы цифровой обработки сигналов с помощью БПФ могут обеспечить заметно более короткие времена измерений, чем системы на основе обычных фильтров, особенно при высоком отношении диапазон качаний/RBW (разд. 4.6 «Зависимости настроек»).
Избирательность БПФ-фильтров при большой расстройке ограничена эффектом просачивания и зависит от используемой оконной функции. Окно Ханна, описанное в разд. 3.1, неудобно для анализа спектров из-за амплитудных потерь и результирующей ошибки определения уровня. Поэтому гораздо чаще применяется окно с плоской вершиной, при использовании которого существенно снижается эффект просачивания и может быть обеспечена пренебрежимая ошибка определения амплитуды. Это имеет место за счет увеличения времени наблюдения, которое оказывается в 3,8 раза больше, чем при использовании прямоугольного окна. Окна с плоской вершиной образуют широкий класс оконных функций в частотной области (соответствующих свертке с импульсом Дирака в частотной области). Когда используется окно с плоской вершиной, может быть обеспечен коэффициент формы около 2,6. Это означает, что избирательность оказывается заметно лучше, чем при использовании аналоговых или цифровых фильтров ПЧ.
4. Практическая реализация анализатора
51
БПФ-фильтры непригодны для анализа импульсных сигналов (см. разд. 3.1). Поэтому для анализаторов спектра важно иметь в наличии как БПФ-фильтры, так и обычные фильтры.
4.3.	Получение видеосигнала и видеофильтры
Информация об уровне входного сигнала содержится в уровне ПЧ сигнала, имеющего вид амплитудно-модулированного напряжения, т. е. в огибающей сигнала ПЧ. При использовании аналоговых или цифровых фильтров ПЧ огибающая сигнала ПЧ выделяется путем детектирования и фильтрации высокочастотных составляющих (рис. 4.15).
Огибающая
Детектирование огибающей
Рис. 4.15. Детектирование огибающей сигнала ПЧ
Такое функциональное построение анализатора подобно схемам аналогового детектора огибающей, используемого для демодуляции AM сигнала (рис. 4.16). Сигнал ПЧ детектируется, высокочастотные компоненты сигнала отфильтровываются фильтром низкой частоты, а видеосигнал поступает на выход этой цепи.
52
Основы спектрального анализа
Рис. 4.16. Детектирование огибающей ПЧ сигнала с помощью детектора огибающей
Для цифровых систем сигнал ПЧ дискретизируется. В связи с этим огибающая определяется из выборок после цифрового фильтра ПЧ. Если взглянуть на сигнал ПЧ, представленный комплексным вращающимся вектором (разд. 2.1), то огибающая соответствует длине вектора, вращающегося с угловой скоростью оопч (рис. 4.17). Огибающую можно определить путем вычисления амплитуды с использованием алгоритма Cordie [4.3].
При детектировании огибающей информация о фазе входного сигнала теряется, так что на дисплее появляется информация только об амплитуде. Это одно из основных различий между детектором огибающей и БПФ-анализатором, как описывалось в разд. 3.1.
Динамический диапазон детектора огибающей определяет динамический диапазон анализатора спектра. Современные анализаторы имеют динамический диапазон около 100 дБ. Уровень сигнала обычно индицируется анализатором спектра в логарифмическом масштабе. Поэтому сигнал ПЧ может усиливаться с помощью логарифмического усилителя (32), стоящего перед детектором огибающей (33), что увеличивает динамический диапазон дисплея.
Форма результирующего видеосигнала зависит от входного сигнала и от выбранной полосы разрешения. На рис. 4.18 приведено несколько примеров. Анализатор спектра в этих примерах настраивается на фиксированную частоту, поэтому индицируемый диапазон равен 0 Гц (нулевые качания).
4. Практическая реализация анализатора
53
Рис. 4.17. Сигнал ПЧ при синусоидальном входном сигнале, представленный комплексным вращающимся вектором
За детектором огибающей следует видеофильтр (35), который определяет полосу видеосигнала (VBW). Видеофильтр является фильтром низкой частоты первого порядка и используется для очистки видеосигнала от шумов, для сглаживания индицируемого отклика так, чтобы стабилизировать показываемую картинку. В описываемом анализаторе видеофильтр реализован как цифровой фильтр. Поэтому видеосигнал на выходе детектора огибающей дискретизуется и квантуется с помощью АЦП (34).
Как и полоса разрешения, полоса видеосигнала также ограничивает максимально допустимую скорость развертки. Требуемое минимальное время развертки увеличивается с уменьшением полосы видеосигнала (см. подразд. 4.6.1).
Примеры на рис. 4.18 показывают, что полоса видеосигнала должна устанавливаться в зависимости от полосы разрешения, необходимой для конкретных измерительных применений. При установке полосы видеосигнала должно быть учтено и влияние параметров самого детектора. Последующие рассуждения не относятся к детекторам среднеквадратического значения (разд. 4.4 «Детекторы»).
Для измерений синусоидальных сигналов с достаточно высоким отношением сигнал/шум обычно выбирают полосу видеосигна-
54
Основы спектрального анализа
|Авх1
а) О
Gn
Рис. 4.18. Видеосигнал (желтые кривые) и сигнал ПЧ после фильтра ПЧ (голубые кривые) для различных входных сигналов
(зеленые кривые) и полос разрешения:
а - синусоидальный сигнал; б - AM-сигнал, полоса разрешения меньше, чем удвоенная полоса модуляции;
ла равной полосе разрешения. При низком отношении сигнал/шум картинка на индикаторе должна быть улучшена за счет уменьшения полосы видеосигнала. При этом сигналы со слабым уровнем отображаются на экране более четко (рис. 4.19) и измеряемые значения уровней оказываются достаточно стабильными и воспроизводимыми. В случае синусоидального сигнала уменьшение полосы видеосигнала не влияет на отображаемый уровень.
Это становится совершенно понятным, если посмотреть на видеосигнал, выработанный как отклик на синусоидальный входной
4 Практическая реализация анализатора
55
|АВХ|	|Апч1
Г) (J----------------------------------О
Рис. 4.18 (продолжение). Видеосигнал (желтые кривые) и сигнал ПЧ после фильтра ПЧ (голубые кривые) для различных входных сигналов (зеленые кривые) и полос разрешения:
в - AM сигнал, полоса разрешения больше, чем удвоенная полоса модуляции;
г - шум
сигнал (рис. 4.18, а). Видеосигнал представляет собой чисто постоянное напряжение, так что видеофильтр не оказывает никакого эффекта на общий уровень видеосигнала.
Для получения стабильных и воспроизводимых результатов шумовых измерений, необходимо выбирать узкую полосу видеосигнала. Шумовая полоса тем самым уменьшается и значительные шумовые пики усредняются. Как описано очень подробно в разд. 4.4 «Детекторы», индицируемый средний уровень шума будет на 2,5 дБ ниже фактического действующего значения.
56
Основы спектрального анализа
RBW 300 kHz
VBW 1 MHz
RBW 300 kHz
*VBW 300 Hz
Ref -40 dBm	Att 10 dB SWT 280 ms
_ -50 										
_-б0										
_ - 7 0 										
_ - 8 0 										
--90 										
_-Ю0 										
									
-110 _-12 0 										
	13 0 										
									
Центральная частота 100 MHz 1 MHz/	Ширина изображения 10 MHz
Рис. 4.19. Синусоидальный сигнал с низким отношением сигнал/шум при больших (сверху) и малых (нижняя половина экрана) полосах видеосигнала
Усреднения следует избегать при проведении измерений спектров импульсных сигналов. Импульсы имеют высокое пиковое и низкое среднее значения (в зависимости от коэффициента заполнения импульса). Для того чтобы избежать ошибок в определении уровня спектра, полосу видеосигнала нужно выбирать много большей, чем полоса разрешения (рис. 4.20). Далее это обсуждается в разд. 6.2.
4.4.	Детекторы
Современные анализаторы спектра для индикации наблюдаемого спектра используют ЖК-дисплей вместо прежних электроннолучевых трубок. Следовательно, на экране анализатора разрешение как уровней, так и частоты оказывается ограниченным.
4. Практическая реализация анализатора
57
♦RBW
*VBW
1 MHz Marker 1 [Tl]
10 MHz	-38.30 dBm
Puc. 4.20. Спектр импульсного сигнала, отображаемый при большом и малом значении полосы видеосигнала (верхняя и нижняя половины экрана); заметьте уменьшение амплитуды при малой полосе видеосигнала (см. индикатор маркера)
Ограниченное разрешение диапазона индицируемых уровней может быть восполнено использованием маркерной функции (см. разд. 4.5 «Обработка отклика»). В результате уровни могут быть определены с существенно большим разрешением.
В частности, когда просматриваются широкие диапазоны частот, один пиксель (элемент изображения) содержит спектральную информацию об относительно большом поддиапазоне. Как объяснялось в разд. 4.1, шаги перестройки первого гетеродина зависят от полосы разрешения, так что несколько измеренных значений, соответствующих выборкам или частотным шагом дискретизации, попадают на один пиксель. Какая из выборок будет при этом воспроизводиться пикселем, зависит от выбранного метода измерений, который определяется детектором. Многие из анализаторов спектра имеют минимально пиковый, максимально пиковый, автоматический пиковый детекторы и детектор выборки. Принципы работы детекторов иллюстрирует рис. 4.21.
58
Основы спектрального анализа
Рис. 4.21. Выбор индицируемой выборки в зависимости от типа используемого детектора
Эти детекторы могут быть реализованы при использовании аналоговых схем, как показано на рис. 4.22. На этом рисунке измеряемый видеосигнал оцифровывается на выходе детектора. В описанном анализаторе спектра детекторы (36)-(39) выполнены в цифровом виде; видеосигнал подвергается аналого-цифровому преобразованию перед детекторами (в этом случае даже до видеофильтра). В дополнение к указанным детекторам, могут быть также реализованы детекторы среднего и эффективного (среднеквадратического) значения. Квази-
4. Практическая реализация анализатора
59
Л огарифмический
Максимально пиковый
Минимально пиковый
Рис. 4.22. Аналоговая реализация детекторов
пиковые детекторы для измерений помех могут быть реализованы этим же путем.
•	Максимально пиковый детектор (Max peak)
Максимально пиковый детектор показывает максимальное значение сигнала. Из всех выборок, приходящихся на один пиксель, единственная выборка с наивысшим уровнем отбирается и индицируется. Даже при просмотре широких диапазонов при очень небольших полосах разрешения (диапазон качаний / полоса разрешения » количества пикселей на частотной оси) ни один из входных сигналов не теряется. Поэтому этот тип детектора является особенно полезным при измерениях в задачах электромагнитной совместимости.
•	Минимально пиковый детектор (Min peak)
Минимально пиковый детектор отбирает для индикации из выборок, приходящихся на пиксель, единственную выборку с минимальным значением.
•	Автоматический пиковый детектор (Auto peak)
Автоматический пиковый детектор обеспечивает одновременную индикацию максимального и минимального значений. Два значения измеряются и их уровни индицируются соединенными вертикальной линией (см. рис. 4.21).
•	Детектор выборки (Sample)
Детектор выборки обеспечивает выборку лишь одного значения полученной огибающей сигнала ПЧ для каждого пикселя. Он выбирает для индикации только одно значение для некоторого фиксированного момента времени из выборок, приходящихся на пиксель, как показано на рис. 4.21. Если отображаемый диапазон частот на
60
Основы спектрального анализа
много больше полосы разрешения (диапазон качаний / полоса разрешения » количества пикселей на частотной оси), спектр входного сигнала будет отображаться неадекватно. Аналогичная неоднозначность возникает, когда выбираются слишком большие шаги перестройки гетеродина (рис. 4.5). В этом случае сигналы могут воспроизводиться с неверным уровнем или они могут быть полностью потеряны.
•	Среднеквадратический детектор RMS (детектор эффективного значения)
Среднеквадратический детектор вычисляет мощность для каждого пикселя индицируемого отклика из выборок, приходящихся на пиксель. Результат соответствует мощности сигнала внутри интервала частот, соответствующего пикселю. Для расчета эффективного значения требуются выборки огибающей при линейной шкале уровней. Имеет место следующее соотношение:
fv2,	(4.11)
где - среднеквадратическое значение напряжения, В; А - число выборок, приходящихся на один соответствующий пиксель; у. -выборки огибающей, В.
Для расчета мощности может быть использовано нормирующее сопротивление R:
V2 р — R
•	Детектор среднего значения (AV)
Детектор среднего значения (AV-детектор) вычисляет линейное среднее для каждого пикселя индицируемой кривой из выборок, приходящихся на пиксель. Для этих расчетов требуются выборки огибающей при линейной шкале уровней. Имеет место следующее соотношение:
(4-12)
где VAV - среднее напряжение, В; А- число выборок, приходящихся на соответствующий пиксель; v. - выборки огибающей, В.
4. Практическая реализация анализатора	61
Как и для среднеквадратического детектора, для вычисления мощности может быть использован нормирующий резистор R [уравнение (4.12)].
•	Квазипиковый детектор (Quasi peak)
Это - пиковый детектор с определенным временем заряда и разряда конденсатора фильтра, применяемый при измерениях помех. Эти значения времени устанавливаются стандартом CISPR 16-1 [4.4] для инструментальных измерений паразитных излучений. Детальное описание детекторов этого типа может быть найдено в подразд. 6.2.5.1.
При постоянной скорости выборки АЦП число выборок, приходящихся на один пиксель, увеличивается при возрастании времени развертки. Отображаемый отклик будет зависеть от типа входного сигнала и выбранного детектора (см. след раздел).
Влияние детекторов на изображение для различных типов входных сигналов
В зависимости от типа входного сигнала, различные детекторы обеспечивают в некоторой степени разные результаты измерений. Предполагая, что анализатор спектра настроен на частоту входного сигнала (диапазон качаний равен 0 Гц), видим, что огибающая ПЧ сигнала и, следовательно, видеосигнал при синусоидальном входном сигнале и значительном отношении сигнал/шум - постоянная величина. Поэтому уровень отображаемого сигнала не зависит от типа выбранного детектора до тех пор, пока все выборки появляются с одним и тем же уровнем и пока результирующее среднее значения (с AV-детектора) или среднеквадратическое значение (с RMS-детектора) соответствуют уровню отдельных выборок.
Однако это не так для случайных сигналов или шума, или для шумоподобных сигналов, в которых мгновенная мощность меняется во времени. Максимальное и минимальное мгновенные значения, а также среднее и среднеквадратическое значение огибающей ПЧ сигнала в этом случае отличаются.
Средняя мощность случайного сигнала рассчитывается так:
/ Т + —
lim — fv2(/)tZz
R Т Jr
(4.14)
62
Основы спектрального анализа
или для определенного ограниченного времени наблюдения Т
Т t+—
Р = ~ jv2(t)dt.	(4.15)
t-— 2
Для данного времени наблюдения Т может быть также определено пиковое значение мгновенной мощности. Соотношение между пиковым значением мощности и средней мощностью может быть выражено через пик-фактор следующим образом:
ПФ = 101о^^,	(4.16)
где ПФ - пик-фактор, дБ; Ps - пиковое значение мгновенной мощности за время наблюдения Г, Вт; Р - средняя мощность, Вт.
При наличии шумов теоретически могут существовать любые значения напряжения, поэтому пик-фактор мог бы быть произвольно большим. Поскольку вероятность очень большого и очень малого значений напряжения достаточно мала, то на практике для гауссовского шума, наблюдаемого в течение достаточно длинного периода, обычно значение пик-фактора составляет около 12 дБ.
Сигналы цифровых систем связи часто имеют спектр, похожий на спектр шума. Однако значение пик-фактора для них обычно отличается от того, которое характерно для гауссовского шума. На рис. 4.23 показаны пиковое и среднеквадратическое значения гауссовского шума и CDMA-сигнала по стандарту IS-95 (прямой канал).
Влияние выбранных типов детекторов и времени развертки на результаты измерений стохастических сигналов описано далее.
•	Максимально пиковый детектор
Когда используется максимально пиковый детектор, стохастические сигналы дополнительно не сглаживаются, поэтому индицируется максимальный уровень. При возрастании времени развертки время пребывания в интервале частот, соответствующем пикселю, увеличивается. В случае гауссовского шума вероятность того, что наивысшие мгновенные значения будут иметь место, также увеличивается. Это означает, что уровни отображаемых пикселей также становятся выше (см. рис. 4.24, а).
4. Практическая реализация анализатора
63
	Ref -50	dBm		Att 2	0 dB	RBW VBW SWT	3 MHz 10 MHz 100 s				
	-10 --15										El
1 RM* VIEW	— 20											SGL
2 РК* VIEW	_-2 5										
	и'-'зо^л			JjWW							PRN
	— 35											EXT
	-40											
	.-4 5											
	_-5 0											
	— 55											
	-60										
	Центральная частота			1.2 GHz	10	8/					
а) Пик-фактор 12 dB
б) Пик-фактор 13.8 dB
Рис. 4.23. Пиковое (красная кривая) и среднеквадратическое (голубая кривая) значения Гауссовского шума (а) и CDMA-сигнала по стандарту IS-95 (б), измеренные с помощью максимально-пикового и среднеквадратического детекторов
64
Основы спектрального анализа
При низком отношении диапазона измерений к полосе разрешения, отображаемый отсчет шума, полученный на соответствующем пикселю интервале развертки, равен тому, который вырабатывается детектором выборки, поскольку только одна выборка приходится на пиксель.
•	Минимально пиковый детектор
При использовании минимально пикового детектора стохастические сигналы дополнительно не сглаживаются, поэтому индицируется минимальный уровень. Уровень спектра шума, отображаемый анализатором спектра, сильно занижен. В случае Гауссовского шума вероятность того, что низшие мгновенные значения имеют место, возрастает с увеличением времени развертки. Это означает, что отображаемый уровень также становится ниже (рис. 4.24, а).
Если измерения производятся на синусоидальных сигналах с низким отношением сигнал/шум, то будет индицироваться минимальный уровень, обусловленный шумом, наложенным на сигнал, при этом измеряемый уровень будет занижен.
При низком отношении диапазона качаний к полосе разрешения, отображаемый отсчет шума, полученный на соответствующем пикселю периоде развертки, равен тому, который вырабатывается детектором выборки, поскольку только одна выборка приходится на пиксель.
•	Автоматический пиковый детектор
Когда используется автоматический пиковый детектор, результаты работы максимально пикового и минимально пикового детекторов воспроизводятся одновременно, причем эти два значения соединены линией. При возрастании времени развертки отображаемая шумовая полоса становится заметно шире.
При низком отношении диапазона качаний к полосе разрешения, отображаемый отсчет шума, полученный на соответствующем пикселю интервале развертки, равен тому, который вырабатывается детектором выборки, поскольку только одна выборка приходится на пиксель.
•	Детектор выборки
Как показано на рис. 4.21, детектор выборки всегда выдает выборку, соответствующую определенному моменту времени. Поэтому из-за эквидистантного расположения мгновенных значений кривая, отображаемая в случае гауссовского шума, вариирует вблизи среднего значения огибающей сигнала ПЧ, вызванного шумом. Это среднее
4. Практическая реализация анализатора
65
	Ref -50	dBm	Att 10 dB	*RBW 1 MHz VBW 3 MHz *SWT 10 s				
	-50 --6 0							I
1 РК* CLRWR	.-70							Q SGL
2 RM* VIEW						l LU	JU.. 11 k	
	.-9 0						rWW	PRN
	.-100							
	.-110							
	.-12 0							
	.-13 0							
	.-140							
	-150							
а) 1 <g>	Центральная частота 1.5 GHz	10 Ref -50 dBm	Att 10 dB			MHz/	Ширина *RBW 1 MHz VBW 3 MHz *SWT 10 s	i изображения		100 MHz	
	-50 .-6 0 								1 11
1 MI* CLRWR	.-70 								u SGL
2 MI* VIEW	.-8 0 								
	.-9 0 								PRN
	J| Idojii	। j Ц и., i L	1 IU । J 1 li 1 l||l	Pin . |i.L L 11[| ।	1 ill J	ki	Il iIl	
	К	pF		я jW 4. . I.pl 1		Фу	w	
	-120 _						и Wu/Vlta	
	.-130 _							
	.-140 _							
	-150							
6)	1	Центральная частота 1.5 GHz	10			MHz/	Ширина	i изображения		100 MHz	
Рис. 4.24. Изменение отображаемого шума как функция времени развертки, при максимально пиковом детекторе (а) и минимально пиковом детекторе (б), время развертки 2,5 мс (голубая кривая) и 10 с (красная линия)
66
Основы спектрального анализа
значение на 1,05 дБ ниже среднеквадратического значения. Если шум усредняется узкой полосой видеосигнала (видеополоса < полосы разрешения) с использованием логарифмической шкалы уровней, то индицируемое среднее значение еще на 1,45 дБ меньше.
В отличие от других детекторов, время развертки в данном случае не влияет на отображаемую кривую, поскольку число записываемых выборок не зависит от времени развертки.
•	Среднеквадратический детектор
Среднеквадратический детектор позволяет осуществлять измерение действующей мощности входного сигнала независимо от формы его кривой. Когда используется детектор выборки или максимально пиковый детектор, то соотношение среднеквадратического и пикового значений, т. е. статические параметры должны быть точно известны для определения мощности сигнала со случайным мгновенным значением. Это знание не требуется при использовании среднеквадратического детектора.
Среднеквадратическое значение, отображаемое отдельным пикселем, вычисляется по всем выборкам, принадлежащим этому пикселю. При увеличении времени развертки число выборок, доступное для расчетов, увеличивается, обеспечивая сглаживание отображаемого отклика. При использовании среднеквадратического детектора сглаживание за счет уменьшения полосы видеосигнала или усреднения по нескольким откликам (см. разд. 4.5) и запрещено и не требуется. Результаты измерений из-за этого будут искажены, а отображаемые уровни занижены (максимум на 2,51 дБ).
Чтобы предотвратить искажение результатов измерений при использовании среднеквадратического детектора, видеополоса должна быть, по крайней мере, в три раза больше полосы разрешения.
•	Детектор среднего значения (AV детектор)
Детектор среднего значения определяет среднее значение выборок, используя линейную шкалу уровней. Таким образом, действительное среднее значение находится независимо от типа входного сигнала. Усредняя логарифмические выборки (получая логарифмическое среднее), мы получили бы результаты со значительно меньшими значениями, поскольку высокие уровни сигнала подвергаются существенному сжатию при логарифмировании. Увеличивая время развертки, можно использовать несколько выборок для расчета среднего значения, отображаемого отдельным пикселем. Таким образом, отображаемая кривая может быть сглажена.
4. Практическая реализация анализатора
67
Уменьшение ширины видеополосы вызывает усреднение этого видеосигнала. Если выборки с линейной шкалой уровней поступают на вход видеофильтра, то при уменьшении видеополосы обеспечивается существенное сглаживание выборок. Это помогает работе детектора среднего значения, поскольку при узких полосах видеофильтра обеспечивается дополнительное сглаживание.
Сказанное справедливо и для анализатора, описанного в этой книге, поскольку когда используется детектор среднего значения (см. структурную схему) выборки с линейной шкалой уровней поступают на вход видеофильтра.
Если видеополоса уменьшается, то значения отображаемого шума совпадают для максимально пикового, минимально пикового, автоматического пикового детекторов или детектора выборки, поскольку выборки усредняются видеофильтром до того, как они обрабатываются детектором. Если линейный детектор огибающей используется для определения огибающей сигнала ПЧ, то выборки с линейной шкалой усредняются видеофильтром. Результирующая индикация соответствует истинному среднему значению и, тем самым отображению шума при использовании детектора среднего значения. Если же сигнал ПЧ обрабатывается логарифмическим усилителем до формирования видеосигнала, то результирующие средние результаты измерений оказываются меньшими, чем реальное среднее значение. В случае гауссовского шума разница равна 1,45 дБ (см. рис. 4.25, а). Поскольку линейное среднее видеосигнала, получаемого из гауссовского шума, уже на 1,05 дБ ниже среднеквадратичного значения, все получаемые результаты измерений на 2,5 дБ ниже, чем те, которые получались бы со среднеквадратичным детектором (см. рис. 4.25, а). Из-за этого известного соотношения среднеквадратический детектор не обязателен для определения мощности гауссовского шума. Мощность может быть рассчитана по результатам измерений, формируемых детектором выборки, принимая во внимание коэффициент коррекции 2,5 дБ.
Это соотношение неприменимо к другим случайным сигналам, чьи мгновенные значения не соответствуют Гауссовскому распределению (например, сигналы с цифровой модуляцией, см. рис. 4.25, б). Если пик-фактор не известен, то мощность таких сигналов может быть определена только с помощью среднеквадратичного детектора.
Усреднение по нескольким измерениям
В следующем разделе будет рассмотрена возможность усреднения кривых по нескольким измерениям (усреднение по кривым),
68
Основы спектрального анализа
реализуемая в современных анализаторах спектра. Этот подход усреднения часто приводит к результатам, отличающимся от тех, которые получаются при использовании узкополосных видеофильтров.
В зависимости от используемой шкалы уровней (линейной или логарифмической), для усреднения используются линейные или логарифмические результаты измерений Искажается ли кривая при усреднении - зависит от варианта отображения.
В случае усреднения по нескольким измерениям отображаемые уровни шума не совпадают для максимально пикового, минимально пикового детекторов, или детектора выборки. Здесь формируется среднее из максимальных и минимальных значений, а когда используется видеофильтр, то результаты измерений усредняются до их оценки и поэтому сближаются.
С детектором выборки вновь получают средний уровень шума. При логарифмической шкале уровней отображается заниженное на 1,45 дБ среднее значение, что уже объяснялось выше. При линейной шкале уровней и широкой полосе видеосигнала (полоса видеофильтра >10 полос разрешения) производится правильное усреднение, как при детекторе среднего значения.
Когда используется автоматический пиковый детектор, то усреднение по нескольким кривым не может быть рекомендовано, поскольку они состоят из максимальных и минимальных значений. Поэтому, когда включается функция усреднения по кривым, то часто используется автоматическое переключение на детектор выборки.
Для детектора среднеквадратического значения усреднение кривых не допускается ни в линейном, ни в логарифмическом режиме по уровню.
4.5.	Обработка кривым
Как уже обсуждалось в разд. 4.4, для детекторов среднеквадратического и среднего значений требуются линейные результаты измерений. Для воспроизведения кривых в логарифмическом масштабе, и при использовании этих детекторов, за ними должен следовать логарифмический усилитель (40), который может быть подключен по выбору.
В современных анализаторах спектра результаты измерений перед индикацией оцифровываются. Это позволяет использовать разнообразные методы обработки кривых (41)
4. Практическая реализация анализатора
69
RBW 300 kHz
VBW 3 MHz
RBW 3 MHz
VBW 10 MHz
Ref -24 dBm	Att 10 dB SWT 1 s
Puc. 4.25. Измерение гауссовского шума (а) и сигнала IS-95 CDMA (б), использующее детекторы среднеквадратического и среднего значений (зеленый и красный отклики), а также автоматического пикового детектора с усреднением узкополосным видеофилътром (голубой отклик)
70
Основы спектрального анализа
•	Память измеренных данных
В современных анализаторах можно запомнить и одновременно анализировать несколько кривых. Эта функция оказывается особенно полезной для сравнительных измерений.
•	Усреднение кривых (Trace average)
С помощью этой функции.отображаемая кривая может быть сглажена усреднением по нескольким разверткам. Пользователь может выбрать нужное число разверток для проведения усреднения.
В зависимости от вида входного сигнала и используемого детектора, этот вид усреднения может привести к результатам, отличным от результатов усреднения за счет снижения видеополосы.
•	Функции маркера
Функции маркера особенно полезны для обработки запомненных кривых. Они позволяют отображать частоты и уровни, соответствующие любой точке кривой. Ограниченная точность отображения из-за ограниченного разрешения экрана тем самым может быть преодолена. В дополнение к функциям, которые автоматически устанавливают маркер на максимальный уровень сигнала, разница в уровнях между сигналами может быть непосредственно показана при использовании функции дельта-маркера.
Современные анализаторы спектра имеют расширенные функции маркера, позволяющие, например, производить прямые измерения шумов или фазовых шумов без ручной установки полосы разрешения или корректирующих коэффициентов (рис. 4.26).
Точная частота индицируемого сигнала может быть также определена с помощью маркера и функции частотомера. Во многих случаях анализатор спектра может заменить частотомер.
•	Маски допусков (Limit lines)
Значения предельных отклонений могут легко контролироваться с помощью масок допусков. Для упрощения применения на производстве полученные кривые автоматически контролируются на нарушение установленных пределов допуска и результат появляется на выходе в форме сообщения «годен» или «не годен» (см. рис. 4.27).
•	Измерение мощности канала
В случае сигналов с цифровой модуляцией мощность часто должна измеряться в одном канале или внутри указанного частотного диапазона. Канальная мощность вычисляется по полученной кри-
4. Практическая реализация анализатора
71
Рис. 4.26. Маркерные функции для удобного измерения фазовых шумов входного сигнала
Рис. 4.27. Оценка кривой с помощью линий допуска
72
Основы спектрального анализа
вой с помощью специализированных функций, обеспечиваемых в современных анализаторах спектра. Измерение мощности в соседнем канале с помощью анализатора спектра описано в деталях в разд. 6.3.
4.6.	Зависимости настроек
Некоторые настройки анализатора взаимозависимы. Для предотвращения ошибок измерения эти настройки должны быть связаны одна с другой в нормальном рабочем режиме современного анализатора спектра. Таким образом, при изменении одной настройки все другие зависимые настраиваемые параметры будут устанавливаться автоматически. Однако настройки могут также устанавливаться пользователем по-отдельности. В этом случае исключительно важно знать взаимные соотношения и влияние друг на друга различных настроек.
4.6.1.	Время развертки, диапазон качаний, полоса разрешения и видеополоса
При использовании аналоговых или цифровых фильтров ПЧ максимально разрешенная скорость развертки ограничивается временем переходного процесса в фильтре ПЧ и видеофильтре. Время переходного процесса не влияет на режим, если видеополоса больше, чем полоса разрешения. В этом случае требуемое время переходного процесса возрастает обратно пропорционально квадрату полосы разрешения, поэтому с уменьшением полосы разрешения в п раз требуемое минимальное время возрастает в п2 раз. Имеет место следующее соотношение:
2'р.,.=4#.	<4Л7>
#пч
где Гразв - минимальное требуемое время развертки (при заданном диапазоне качаний и полосе разрешения), с; 5ПЧ - полоса разрешения, Гц; Af - отображаемый диапазон частот (качания), Гц; к - коэффициент про-порциональности.
Коэффициент пропорциональности к зависит от типа фильтра и допустимой ошибки из-за переходного процесса. Для аналоговых фи
4 Практическая реализация анализатора
73
льтров, выполненных по четырех или пятизвенному варианту, коэффициент пропорциональности к равен 2,5 (максимальная допустимая ошибка переходного процесса около 0,15 дБ). При цифровом варианте гауссовского фильтра переходный процесс известен и точно воспроизводится. По сравнению с аналоговыми фильтрами здесь могут быть достигнуты более высокие скорости развертки без потерь в амплитуде при использовании соответствующих коэффициентов коррекции, не зависящих от типа входного сигнала. Вполне может быть получен коэффициент к, равный 1. На рис. 4.28 показана зависимость требуемого времени развертки от ширины полосы разрешения для диапазона качаний 1 МГц.
Если видеополоса меньше полосы разрешения, то на требуемое минимальное время развертки серьезно влияет время переходного процесса в видеофильтре. Так же как и в фильтре ПЧ, время переходного процесса в видеофильтре возрастает с уменьшением полосы. Обычно видеофильтр является фильтром нижних частот первого порядка или простым пассивным 7?С-фильтром, если он реализуется в аналоговой форме. Поэтому имеет место линейное соотношение
Рис. 4.28. Теоретически требуемое время развертки в функции от полосы разрешения при диапазоне качаний 1 МГц.
Пример зависимости времени развертки, которая может быть обеспечена фильтром БПФ современного анализатора спектра
74
Основы спектрального анализа
между видеополосой и временем развертки. Уменьшая видеополосу в п раз мы делаем время развертки в п раз больше.
При невозможности обеспечить требуемое минимальное время развертки, сигнал на выходе фильтра ПЧ не достигает стационарного состояния, что приводит к потерям в амплитуде и искаженному воспроизведению сигнала (смещению частоты). Например, чисто синусоидальный сигнал отображался бы и с неверным уровнем и с неправильной частотой (рис. 4.29). Более того, эффективное разрешение было бы затруднено из-за отображаемого на дисплее расширения спектра сигнала.
Для предотвращения ошибок измерения из-за слишком короткого времени развертки полоса разрешения, видеополоса, время развертки и диапазон развертки в нормальном рабочем режиме современного анализатора спектра жестко связаны.
Полоса разрешения автоматически подстраивается к выбранному диапазону качаний. Таким образом, предотвращается увеличение
UNCAL Ref Lvl -20 dBm
RBW 3 kHz RF At	10 dB
VBW	3 kHz
SWT	5 ms	Unit	dBm
Puc. 4.29. Потери в амплитуде в случае, если минимальное требуемое время развертки не обеспечивается (голубой отклик)
4 Практическая реализация анализатора
75
времени развертки при узкой полосе разрешения и больших диапазонах развертки или плохое разрешение при широкой полосе разрешения и при малых диапазонах качаний. Работа с анализатором спектра упрощается. Требуемое соответствие между диапазоном качаний и полосой разрешения часто может быть задано пользователем анализатора.
Нечеткое соответствие между этими параметрами также допустимо. Например, когда при ручной установке полосы разрешения и видеополосы автоматически подстраивается время развертки.
Когда используются ручные установки, а минимальное время развертки не поддерживается, то обычно индицируется предупреждение (UNCAL на рис. 4.29 в верхнем левом углу).
При использовании БПФ-фильтров вместо времени переходного процесса действует длительность периода наблюдения, необходимая для обеспечения определенного разрешения [уравнение (3.4)]. В отличие от зависимости времени развертки от диапазона качаний, характерной для случая использования аналоговых или цифровых фильтров, период наблюдения не зависит от диапазона качаний. В связи с этим, даже при увеличении этого диапазона длительность периода наблюдения не увеличивается для обеспечения того же разрешения. Поэтому зависимость минимального времени развертки от полосы разрешения (желтый отклик), показанная на рис. 4.28, справедлива для любого диапазона качаний.
На практике большие диапазоны качаний разбивают на множество поддиапазонов. При заданном разрешении для каждого поддиапазона требуется соответствующая длительность периода наблюдения. Общее время наблюдения прямо пропорционально числу поддиапазонов. Поэтому реальное время измерений значительно больше, чем теоретически ожидаемое. На рис. 4.28 показана зависимость значения времени развертки от полосы разрешения, которая характерна для современных анализаторов спектра, использующих БПФ-фильтры. Хорошо видно, что при больших отношениях величины диапазона качаний к полосе разрешения использование БПФ-фильтров позволяет значительно снизить время развертки, особенно тогда, когда используются очень узкие полосы разрешения.
В современных анализаторах спектра видеополоса может быть жестко связана с полосой разрешения. Когда изменяется полоса ПЧ, видео полоса подстраивается автоматически. Коэффициент связи (отношение между полосой разрешения и видеополосой) зависит от режима применения и поэтому должен устанавливаться пользовате
76
Основы спектрального анализа
лем (см. разд. 4.3). В дополнение к определяемому пользователем числовому значению, возможны также следующие опции:
•	синусоидальный RBW/VBW = 0,3;...; 1;
•	импульсный RBW/VBW = 0,1;
•	шумовой RBW/VBW = 10.
При игнорировании этих установок видеополоса обычно выбирается так, что максимальное усреднение с помощью видеофильтра осуществляется без увеличения требуемого времени развертки. При коэффициенте пропорциональности к= 2,5 [уравнение (4.17)] видеополоса должна быть, по крайне мере, равной полосе разрешения (RBW/VBW=V). Если фильтр ПЧ выполнен как цифровой, то с помощью описанной выше компенсации может быть достигнут коэффициент пропорциональности к = 1, а минимальное требуемое время развертки может быть снижено в 2,5 раза. Чтобы обеспечить стационарный режим на выходе видеофильтра независимо от времени развертки, выбранная видеополоса должна быть примерно втрое шире полосы разрешения (RBW/VBW = 0.3).
4.6.2.	Опорный уровень и ослабление ВЧ
Анализаторы спектра позволяют осуществлять измерения в очень широком диапазоне уровней, ограниченном только собственными шумами и максимально допустимым входным уровнем (см. разд. 5.1 и 5.4). В современных анализаторах этот диапазон уровней может простираться от -147 до +30 дБм (с полосой разрешения 10 Гц), покрывая примерно 180 дБ. Однако невозможно достичь двух границ диапазона одновременно, поскольку эти границы требуют различных установок и динамический диапазон логарифмических усилителей, детекторов огибающей и АЦП обычно очень мал. Внутри всего диапазона уровней можно использовать только определенные окна, которые должны быть согласованы пользователем с конкретными измерительными применениями установкой опорного уровня (максимального уровня воспроизводимого сигнала). ВЧ ослабление явч и коэффициент усиления по ПЧ регулируются автоматически как функции опорного уровня.
Для предотвращения перегрузки или даже повреждения первого смесителя и последующих каскадов обработки сигнала, сигнал с высоким уровнем должен подвергаться ослаблению с помощью аттенюатора анализатора (см. рис. 4.30). Ослабление, требуемое для дан-
4. Практическая реализация анализатора
77
Сильный входной сигнал
Максимальный уровень входного сигнала
Входной сигнал
Первый смеситель Логарифмический усилитель -детектор огибающей
Слабый входной сигнал
Максимальный уровень входного сигнала
Уровень сигнала смесителя
Предел динамического диапазона (опорный уровень)
Предел динамического диапазона
Входной сигнал
Первый смеситель Логарифмический усилитель -детектор огибающей
Рис. 4.30. Адаптация аттенюатора ВЧ и усилителя ПЧ к максимальному уровню воспроизводимого сигнала (максимальный уровень сигнала равен опорному уровню)
78
Основы спектрального анализа
*RBW 300 kHz
*VBW 3 kHz
Ref -20 dBm
*Att 20 dB
*RBW 300 kHz
‘VBW 3 kHz SWT 140 ms
Puc. 4.31. Одночастотный входной сигнал: динамический диапазон снижен из-за слишком большого (а) или слишком маленького (б) уровня сигнала смесителя.
4 Практическая реализация анализатора
79
ного опорного уровня, зависит от динамического диапазона первого смесителя и последующих каскадов. Уровень сигнала на входе первого смесителя должен быть заметно ниже его точки однодецибельной (1 дБ) компрессии. Из-за нелинейностей анализатором спектра могут вырабатываться продукты преобразования, уровни которых увеличиваются с увеличением уровня входного сигнала смесителя. Если уровень входного сигнала смесителя очень велик, то эти продукты могут вызвать искажение измеряемого спектра, что приводит к снижению верхней границы динамического диапазона анализатора.
Если ослабление ВЧ слишком велико, то уровень входного сигнала смесителя будет низким, а отношение сигнал/шум на входе смесителя будет без необходимости снижено. Как показано на рис. 4.32, получаемый при этом динамический диапазон сужается из-за высокого уровня собственных шумов. Рисунок 4.31 показывает влияние уровня входного сигнала смесителя на динамический диапазон при одночастотном входном сигнале (см. разд. 5.2 «Нелинейности»).
*RBW 300»kHz
*VBW 3 kHz Ref -20 dBm	*Att 10 dB SWT 140 ms
Puc. 4.31 (продолжение). Одночастотный входной сигнал: Для сравнения показан динамический диапазон, достигаемый при оптимальном уровне сигнала смесителя (в)
80
Основы спектрального анализа
Максимальный уровень
входного сигнала Предел динамического " диапазона (опорный уровень)
Уровень сигнала смесителя
Lmix.I"
Рис. 4.32. Динамический диапазон, ограниченный шумовой подставкой, как функция уровня сигнала смесителя
Для использования всего динамического диапазона логарифмического усилителя и детектора огибающей (аналоговые фильтры ПЧ) или АЦП (цифровые фильтры ПЧ) уровень сигнала соответствующим образом согласуется с помощью усилителя ПЧ на последней промежуточной частоте. Коэффициент усиления подбирается так, чтобы сигналы, достигающие опорного уровня, вызывали полную раскачку логарифмического усилителя, детектора огибающей (с индикацией уровня по линейной шкале) или АЦП (при цифровых фильтрах). Поэтому коэффициент усиления по ПЧ устанавливается косвенно через опорный уровень, причем он также зависит от выбранного положения аттенюатора. При постоянном опорном уровне коэффициент усиления ПЧ должен быть увеличен в случае увеличения ослабления ВЧ (см. gn41 и gn42 на рис. 4.32). Если отображаемый уровень входного сигнала превышает опорный уровень, то его оценка может стать невозможной. Поэтому коэффициент усиления по ПЧ должен быть снижен путем повышения опорного уровня.
Связь опорного уровня и ослабления ВЧ
В современных анализаторах спектра ВЧ ослабление может быть связано с установкой опорного уровня. Критерием этой связанности может служить максимальный уровень сигнала смесителя, до
4 Практическая реализация анализатора	81
стигаемый при входном сигнале, уровень которого соответствует опорному уровню. Поэтому максимальный уровень входного сигнала смесителя, определяется из разности между опорным уровнем и ВЧ-ослаблением. Имеет место следующее соотношение:
4м —-^вхтах ^ВЧ — ^опорн ^ВЧ 5	(4.18)
где £см - уровень сигнала на входе первого смесителя при полном возбуждении, дБм; ZBxmax - уровень входного сигнала, соответствующий допустимым нелинейным искажениям дБм; Лопорн - уровень опорного сигнала, дБм; явч - ослабление, устанавливаемое аттенюатором, дБ.
При выборе уровня сигнала смесителя должен быть найден компромисс между низким шумом и низкими искажениями. Для оптимизации уровня сигнала смесителя для различных применений в некоторых анализаторах пользователю позволено свободно выбирать уровень сигнала смесителя для заданного опорного уровня. Предварительно определенные условия связи между этими уровнями обычно обеспечивают:
•	Низкий шум (Low noise)
Чем меньше ослабление РЧ, тем меньше снижается отношение сигнал/шум на входе первого смесителя. Для низкого индицируемого шума требуется высокий уровень сигнала смесителя (см. разд. 5.1 «Собственные шумы»).
•	Низкие искажения (Low distortion)
Чем меньше уровень сигнала смесителя, тем меньше искажения, вносимые анализатором из-за нелинейностей. В этом режиме работы ВЧ-ослабление выше (см. разд. 5.2 «Нелинейности»).
В табл. 4.2 показаны типовые установки РЧ ослабления и коэффициента усиления по ПЧ при заданном опорном уровне для различных режимов работы. Пример показывает, что даже при очень маленьких опорных уровнях РЧ ослабление по крайне мере на 10 дБ всегда имеет место. В этом случае первый смеситель защищен и реализовано хорошее согласование по входу. Таким образом, достигается высокий уровень точности для измерения абсолютного уровня (см. подразд. 5.10.1 «Компоненты ошибки»). В этом примере ВЧ-ослабление может быть установлено на максимум 70 дБ, а усиление по ПЧ на максимум 50 дБ.
82
Основы спектрального анализа
Таблица 4.2
Пример установки ослабления ВЧ и коэффициента усиления по ПЧ при заданном опорном уровне
(усиление ПЧ максимум 50 дБ, ослабление ВЧ максимум 70 дБ)
Опорный уровень, дБм	Уровень сигнала смесителя, дБ					
	-40 дБм (низкие искажения)		-30 дБм (нормальный режим)		-20 дБм (низкий шум)	
	ослабление ВЧ	усиление ПЧ	ослабление ВЧ	усиление ПЧ	ослабление ВЧ	усиление ПЧ
+30	70	30	60	20	50	10
+20	60	30	50	20	40	10
+10	50	30	40	20	30	10
0	40	30	30	20	20	10
-10	30	30	20	20	10	10
-20	20	30	10	20	10	20
-30	10	30	10	30	10	30
-40	10	40	10	40	10	40
-50	10	50	10	50	10	50
-60	10	50	10	50	10	50
-70	10	50	10	50	10	50
-80	10	50	10	50	10	50
-90	10	50	10	50	10	50
-100	10	50	10	50	10	50
4.6.3.	Перегрузка
При использовании анализатора спектра должно быть обращено внимание на предотвращение перегрузки из-за слишком большого уровня входного сигнала. Перегрузка может возникнуть в нескольких точках тракта прохождения сигнала. Для предотвращения этого как ВЧ-ослабление, так и опорный уровень (усиление тракта ПЧ) должны быть выбраны правильно. В следующих параграфах обсуждаются критические компоненты и критерии, которыми надо руководствоваться.
4. Практическая реализация анализатора
83
Первый смеситель
Для того чтобы перекрыть нижнюю часть частотного диапазона (в случае описываемого анализатора - до 3 ГГц), в входных каскадах ВЧ обычно применяется принцип высокой первой ПЧ. Если анализатор спектра не использует узкополосный преселектор перед первым смесителем, то сигналы на первый смеситель поступают во всем частотном диапазоне входных сигналов (в нашем примере вплоть до 3 ГГц), независимо от диапазона качаний. Смеситель вполне может быть перегружен сигналами, лежащими далеко вне диапазона качаний. Продукты искажений, возникающих в этом случае (гармоники высших порядков), могут исказить индицируемый спектр, в зависимости от выбранного для индикации диапазона качаний (рис. 4.33 и 4.34).
Чтобы предотвратить перегрузку, уровень сигнала смесителя (общий уровень сигнала на входе первого смесителя) не должен быть ниже точки компрессии 1 дБ смесителя (см. раздел 5.4). Последняя
Гармоники входного сигнала, .созданные первым смесителем
fn4 = 3476,4 МГц
Входной сигнал

^вх 2?вх 3fBX f
fBX= I ГГц	f-
RF-0-ZF
। 01Ч— Ггет-Гвх Первый гетеродин
freT = 3,4... 6,6 ГГц
|—5	—	—Sweep
| ^=^гет—2fBX | f f=frer—3fex f=freT—Гвх
Показываемый спектр

Рис. 4.33. Гармоники высокого порядка входного сигнала, которые создаются в первом смесителе
84
Основы спектрального анализа
*RBW 3 MHz Marker 1 [Tl]
*VBW 10 MHz	-53.77 dBm
‘RBW 3 MHz Marker 1 [Tl]
*VBW 10 MHz	-53.74 dBm
Ref -10 dBm	*Att 0 dB SWT 5 ms	1.04000000 GHz
Puc. 4,34. Анализатор спектра возбуждается синусоидальным сигналом частотой f= 520 МГц (а). Вторая гармоника с частотой f=1040 МГц, которая создается первым смесителем, появляется даже тогда, когда основная составляющая сигнала не содержится в индицируемом спектре (б)
4 Практическая реализация анализатора
85
указана в перечне характеристик соответствующего анализатора спектра (см. разд. 5.4). Как описано в подразд. 4.6.2, уровень сигнала смесителя устанавливается с помощью аттенюатора. Некоторые современные анализаторы спектра содержат до первого смесителя детектор перегрузки, так что на индикаторе может показываться предупреждение о перегрузке.
Если входная секция анализатора спектра имеет узкополосный следящий фильтр-преселектор, то риск перегрузки анализатора сигналами вне диапазона качаний существенно снижается. Анализатор, описываемый в настоящем разделе, содержит узкополосный преселектор в форме следящего ЖИГ-фильтра в тракте сигнала для частотного диапазона 3...7 ГГц. Если небольшой диапазон качаний в этом частотном диапазоне воспроизводится на дисплее, то первый смеситель может перегрузиться только сигналами, находящимися внутри или рядом с диапазоном качаний. Из-за ограниченной крутизны АЧХ ЖИГ-фильтра, входные сигналы, находящиеся вне отображаемого спектра, должны располагаться на определенном расстоянии от интересующего диапазона, тогда они будут существенно срезаны фильтром, и не будут перегружать смеситель (рис. 4.35).
Чтобы на основе принятых стандартов осуществить с помощью анализатора измерения электромагнитной совместимости, которые часто предполагают наличие очень большого числа одновременно существующих спектральных компонент с высокими уровнями, анализаторы обычно могут быть оснащены опциональными узкополосными следящими преселекторами и в нижнем частотном диапазоне входных сигналов.
Обработка сигнала ПЧ перед разрешающим фильтром
За первым смесителем следуют каскады обработки аналогового сигнала, такие как усилители ПЧ и каскады преобразования частоты. Эти каскады могут быть перегружены только сигналами, находящимися или внутри или очень близко от отображаемого спектра. Сигналы, находящиеся вне отображаемого спектра, отфильтровываются после первого преобразования частоты соответствующими фильтрами ПЧ, если только расстояние по частоте от интересующего частотного диапазона является достаточно большим (рис. 4.36). Фильтры ПЧ первого и второго каскадов ПЧ обычно исключительно
86
Основы спектрального анализа
широкополосные, так что требуемое расстояние по частоте для адекватного ослабления может быть очень большим (обычно несколько сотен мегагерц).
Отображаемый частотный диапазон (диапазон качаний)
Рис. 4.35. Подавление входных сигналов вне диапазона качаний следящими ЖИГ-филыпрами
4. Практическая реализация анализатора
87
Усилитель Фильтр
Сигнал ПЧ после фильтра 1-й ПЧ
Входные сигналы
Сильный входной сигнал, действующий вне представляющего
интерес диапазона частот
Сигнал, который должен индицироваться на дисплее
Частотный диапазон, который должен просматриваться
Сигнал ПЧ после
—I----
Г|-я ПЧ
Рис. 4.36. Подавление продуктов смешивания на первой ПЧ с помощью первого фильтра ПЧ
88
Основы спектрального анализа
В отличие от случая перегрузки первого смесителя, продукты искажений, вызванные перегрузкой аналоговых компонентов обработки сигнала ПЧ, не появляются на отображаемом спектре. Они отфильтровываются соответствующими узкополосными разрешающими фильтрами (рис. 4.37).
Описанный здесь анализатор спектра имеет детекторы перегрузки в каскадах 2-й и 3-й ПЧ, поэтому перегрузка аналоговых ПЧ каскадов обработки ПЧ может индицироваться (44 и 45).
Регулируемый усилитель ПЧ и последующие каскады
Если сигнал превышает опорный уровень отображаемого спектра, то регулируемый усилитель ПЧ и последующие каскады обработки сигнала будут перегружены. Поведение этих каскадов зависит от выбранных начальных установок. Обратившись к структурной схеме анализатора спектра, показанной на вкладке в конце книги, можно отметить, что возможны следующие случаи:
•	Использование аналоговых фильтров ПЧ
Превышение опорного уровня вызывает перегрузку логарифмического усилителя (при логарифмической шкале уровней) или перегрузку детектора огибающей (при линейной шкале уровней).
Невозможно выполнить измерения входного сигнала, чей уровень превышает опорный уровень. Однако измерения уровня слабых сигналов, расположенных в непосредственной близости от сильного, не зависят от перегрузки (рис. 4.38). Как показано на структурной схеме, разрешающий фильтр выполнен из нескольких индивидуальных звеньев. Секции фильтра, расположенные до регулируемого усилителя ПЧ, осуществляют подавление сильных входных сигналов, выходящих за полосу пропускания. Поэтому на выходе не будет продуктов искажений, которые могли бы повлиять на отображаемый спектр.
•	Использование цифровых фильтров ПЧ или БПФ-фильтров
Когда используются цифровые ПЧ фильтры или БПФ-филь-тры, сигнал ПЧ оцифровывается с помощью АЦП. Если в индицируемом спектре уровень сигнала превышает опорный уровень, то АЦП может быть перегружен. В отличие от аналоговых фильтров, здесь вырабатываются продукты смешивания, которые становятся видимыми в отображаемом спектре (рис. 4.39).
4. Практическая реализация анализатора
89
Усилитель Фильтр
1-я ПЧ 1-й ПЧ
Второй
Сигнал ПЧ после фильтра 1-й ПЧ
Синусоидальный входной сигнал, преобразованный на 1-ю ПЧ
--1— -я ПЧ
Рис. 4.37. Подавление продуктов искажений, полученных в компонентах системы обработки аналогового сигнала ПЧ
90
Основы спектрального анализа
Ref -30 dBm
Att 10 dB
RBW 100 kHz Mark'-- 1 [Tl]
VBW 300 Hz	-56.07 dBm
SWT 420 ms	862.01000000 MHz
Puc. 4,38. Измерение уровня слабого входного сигнала в присутствии очень сильного сигнала при нормальной раскачке (а) и при перегрузке регулируемого усилителя ПЧ (б).
Перегрузка не оказывает влияния на результаты измерений
4. Практическая реализация анализатора
91
<g>
Ref -40 dBm
*RBW 30 kHz Marker 1 [Tl] •VBW 300 Hz	-89.18 dBm
Att 10 dB SWT 1.15 s	862.00000000 MHz
Puc. 4.39. Продукты смешивания из-за перегрузки АЦП при использовании цифровых фильтров ПЧ или БПФ фильтров (а); воспроизводимый спектр в случае правильной настройке усиления (б)
5. РАБОЧИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛИЗАТОРОВ СПЕКТРА
5.1. Собственные шумы
В качестве собственного шума обычно понимается тепловой шум, который характеризует как радиоприемники, так и анализаторы спектра. Из-за собственного шума отношение сигнал/шум на входе устройства уменьшается. Поэтому собственный шум - это мера чувствительности анализатора спектра. Он позволяет делать заключения о требуемом минимальном уровне входного сигнала, который анализатор может обнаружить.
Собственный шум радиоприемника может учитываться различными способами, причем обычно он выражается через коэффициент шума или шум-фактор.
Безразмерный коэффициент шума F четырехполюсного элемента есть частное от деления отношения сигнал/шум на входе четырехполюсника и отношения сигнал/шум на выходе этого четырехполюсника. Имеет место следующее соотношение:
s2 / n2 ’
(5.1)
где S t — отношение сигнал/шум на входе цепи; S 2 / N 2 - отношение сигнал/шум на выходе цепи.
Шум-фактор (коэффициент шума в децибелах) определяется формулой:
2VF=101ogF.
(5.2)
Общий коэффициент шума Fo6ui каскадно-включенных цепей, показанных на рис. 5.1, определяется так:
р
общ
^2-1 , ^3-1
G, G, G2
(5-3)
где F - коэффициент шума отдельного каскада; Gt - коэффициент передачи отдельного каскада.
Для пассивных цепей с потерями, таких как кабели или регулируемые аттенюаторы, справедливо следующее соотношение:
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
93
F.,Gj F2,G2	Fn,Gn
Fобщ 5 G общ
Рис. 5.1. Каскадное соединение шумящих цепей
FiaNF-а,	(5.4)
где F и NF - коэффициент шума и шум-фактор цепи; а - вносимое цепью ослабление, дБ.
Уравнение (5.3) показывает, что коэффициент шума первого каскада полностью учитывается в общем коэффициенте шума каскадной цепи. Аттенюатор расположен на входе анализатора спектра и представляет собой пассивный каскад, коэффициент шума которого может быть рассчитан с помощью выражений (5.4).
Поэтому общий коэффициент шума анализатора зависит от установки аттенюатора. Возрастание ослабления на 10 дБ, к примеру, приводит в результате к повышению на 10 дБ общего шум-факто-ра. Поэтому максимальная чувствительность достигается при установке аттенюатора на 0 дБ (см. рис. 5.2).
Чувствительность анализаторов спектра обычно характеризуется средним уровнем индицируемого шума (СУИШ) - параметром, который может быть непосредственно определен по изображению на дисплее анализатора спектра.
Вырабатываемый радиоприемником шум является тепловым шумом, что означает, что он не содержит никаких дискретных компонент. Вероятность того, что величина напряжения шума попадает в определенный диапазон значений, может быть определена из гауссовского распределения, так что часто используется обозначение «гауссовский шум».
Индицируемый шум соответствует шумовому напряжению, вырабатываемому детектором огибающей. Соответствующая шумовая мощность может быть рассчитана интегрированием шумовой плотности в шумовой полосе радиоприемника, представляющей собой шумовую полосу всех каскадов, стоящих перед детектором. В случае анализаторов спектра эта полоса определяется шумовой полосой фильтра ПЧ. Соответственно, индицируемый шум зависит от установки полосы разрешения.
94
Основы спектрального анализа
12. Aug. 1999
08 : 49 : 58
Date :
Рис, 5.2. Индицируемый средний уровень шума анализатора спектра как функция радиочастотного ослабления
Поскольку спектральная плотность мощности теплового шума постоянна в пределах шумовой полосы, то индицируемый средний уровень шума может быть рассчитан в случае, если шум-фактор анализатора и шумовая полоса фильтра ПЧ известны, следующим образом:
^исш 10
шПЧ
10’3Вт
+ NFac -2ЛдБ,
(5.5)
где Лисш - уровень индицируемого среднего шума, дБм; к =138 10"23Вт/Гц - постоянная Больцмана; Т - окружающая температура, градусы Кельвина; ВшПЧ - шумовая полоса фильтра ПЧ; NFac - шум-фактор анализатора спектра, дБ; -2,5 дБ - ошибка в определении шума детектором выборки и при усреднении логарифмических значений уровня.
Для температуры окружающей среды 290 К индицируемый средний уровень шума определяется формулой:
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
95
Л1сш =-174дБм(1 Гц)+| 101оё^к1дБ + Ж,с -2,5дБ, (5.6) V Гц )
Значение -174 дБм (1 Гц) соответствует мощности теплового шума, действующего на омическом сопротивлении в полосе 1 Гц при средней температуре 290 К. Это - уровень собственного шума или абсолютный минимальный уровень шума при данной температуре.
Детектор выборки, обычно используемый для шумовых измерений с помощью анализаторов спектра (разд. 4.4 «Детекторы»), определяет арифметическое среднее значение шума. В случае Гауссовских шумов это на 1,05 дБ ниже среднеквадратического значения (эффективной шумовой мощности). Из-за усреднения результатов по логарифмической шкале путем усреднения по нескольким кривым, индицируемый шум уменьшается еще на 1,45 дБ. При вычислении индицируемого среднего уровня шума в соответствии с уравнением (5.6), все это учитывается вычитанием 2,5 дБ. Эта коррекция допустима только для Гауссовских шумов, которые принимаются в качестве модели теплового шума.
Из уравнения (5.5) может быть выведено следующее соотношение для оценки вариации уровня индицируемого шума при изменении установки полосы ПЧ с 5ПЧ1 на 5ПЧ2:
A£HCm=101og^™,	(5.7)
& ш.ПЧ1
где 5шПЧ1 ,5шПЧ2 ” шумовые полосы фильтра ПЧ до и после перестройки, Гц; ДЛИСШ - вариация индицируемого шума как функция вариации полосы ПЧ, дБ.
Если оба фильтра ПЧ имеют одинаковые соотношения между полосой по уровню 3 дБ и шумовой полосой, то разницу в индицируемом шуме можно вычислить из полосы по уровню 3 дБ. Имеет место следующее соотношение:
"-исш =101ogf™,	(5.8)
^ПЧ1
где 5ПЧ1 .^ПЧ2 - полосы по уровню 3 дБ фильтра ПЧ до и после перестройки, Гц.
Рисунок 5.3 иллюстрирует влияние различных значений полосы ПЧ на индицируемый шум. Из-за различных практических реализаций
96
Основы спектрального анализа
фильтров ПЧ в анализаторе спектра, шум-фактор анализатора может также зависеть от выбранного значения полосы разрешения. Поэтому действительная вариация индицируемого среднего уровня шума может отличаться от значения, определяемого из уравнения (4.8).
Предел чувствительности анализатора может быть также определен из индицируемого среднего уровня шумов. Он понимается как минимальный уровень входного гармонического сигнала, обеспечивающий превышение уровня шума на 3 дБ на индикаторе анализатора, и называемый минимальным детектируемым сигналом. Поскольку на анализаторе спектра показывается сумма входного сигнала и шума (S + N), то это условие выполняется при уровне входного сигнала, который соответствует эффективному уровню шумов собственного теплового шума (S = N). В этом случае отношение сигнал/шум определяется по формуле:
-----=2 и 10log ------ =3 дБ,	(5.9)
N	Д N )
* RBW 300 kHz
*VBW 300 Hz
Рис. 5.3. Индицируемый средний уровень шума при различных полосах разрешения
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
97
где N соответствует индицируемому уровню шумов при использовании среднеквадратического детектора.
<-95 dBm
<-100 dBm
<-120 dBm, typ. -125 dBm
<-138 dBm, typ. -143 dBm
Displayed average noise level
(0 dB RF attenuation, RBW 10 Hz, VBW1 Hz, 20 averages, trace average, span 0 Hz, termination 50 Q)
Frequency
9 kHz	<-95 dBm
100 kHz	<-100 dBm
1 MHz	<-120 dBm, typ.-125 dBm
10 MHz to 7 GHz	<-138 dBm, typ. -143 dBm
Puc. 5.4. Типовые значения уровня индицируемого шума анализатора спектра (фрагмент проспекта)
Данные из технических характеристик, приведенных в проспекте, для индицируемого среднего уровня шумов должны всегда включать полосу разрешения и установку аттенюатора. Типовые установки: ВЧ-аттенюатора - 0 дБ, полоса разрешения - самая узкая.
Для стабильной индикации шумов требуется соответствующее усреднение, которое может быть достигнуто при узкой полосе видеосигнала (из вышеуказанного фрагмента спецификационной таблицы - 1 Гц) и при усреднении по нескольким кривым (усреднение по кривым). В нашем примере усредняются 20 откликов.
Максимальная чувствительность
Максимальная чувствительность анализатора спектра реализуется при установке аттенюатора на 0 дБ. Очень важно, чтобы при этом первый смеситель анализатора не был перегружен сигналом высокого уровня, действующим даже вне отображаемого частотного диапазона.
Чтобы еще более снизить индицируемый уровень шума, необходимо уменьшить полосу разрешения. Необходимо найти компромисс между низким индицируемым шумом и высокой скоростью измерений. Для индикации входных сигналов с очень низким отношением сигнал/шум полезно уменьшить видеополосу, а также полосу разрешения или увеличить время развертки при использовании среднеквадратического детектора. Кривая при этом сглаживается, поэтому входной сигнал индицируется яснее. Таким образом, стабилизируются измеряемые уровни, что необходимо как условие получения точного воспроизводимого результата.
98
Основы спектрального анализа
Если чувствительности анализатора спектра не хватает, то это может быть исправлено с помощью внешнего предварительного усилителя. Общий коэффициент шума совокупности предварительного усилителя и анализатора спектра может быть рассчитан из уравнения (5.3). F, и Gj соответствуют коэффициенту шума и коэффициенту усиления предварительного усилителя, a F2 - коэффициенту шума анализатора спектра.
Для измерений уровня важно знать частотную зависимость коэффициента усиления предварительного усилителя. Это значение усиления в децибелах нужно вычесть из измеряемых уровней. Многие анализаторы спектра предлагают возможность учета частотной зависимости коэффициента усиления с помощью специальных таблиц для пересчета. Измеренный спектр может быть, таким образом, определен с правильными уровнями.
Высокая чувствительность анализатора спектра исключительно важна для многих применений, в которых полоса разрешения ограничена стандартами. В этих случаях снижение индицируемого шума путем сужения полосы разрешения не допускается. Чувствительность важна также для высоких скоростей измерений. При низкой чувствительности для достижения достаточно низкого индицируемого шума, требуются узкополосные фильтры ПЧ, что, в свою очередь, увеличивает время развертки. Анализаторы спектра, обладающие низким шум-фактором, позволяют применять широкие полосы разрешения и, следовательно, более короткие времена развертки (разд. 4.6 «Зависимости параметров»).
5.2. Нелинейности
Идеальный линейный четырехполюсник обеспечивает передачу сигналов от входа к выходу без искажений. Передаточная функция напряжения такого четырехполюсника вычисляется так:
vBMX(0 = GrvBX(0,	(5.10)
где vBbIX(0 - напряжение на выходе цепи; vBX(Z) - напряжение на входе цепи; Gv - усиление цепи по напряжению.
Такие идеальные линейные цепи могут быть реализованы только с помощью пассивных компонентов. Резистивные нерегулируемые аттенюаторы, например, могут в этом смысле считаться идеальными.
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
99
Цепи, содержащие полупроводниковые компоненты, например, усилители или смесители, вносят нелинейности. В этом случае передаточная функция может быть аппроксимирована степенным рядом следующим образом:
VBbix(Z)=X йЛ”вх(/)=й|Увх(О+й2Увх(/)+азу3вх(;)+-">	(5-11)
ВЫХ v z	rl ВХ z	1 ВХ v z	Z ВХ z	J ВХ V '	'	X	Z
П=1
где vBbIX(Z) - напряжение на выходе цепи; vBX(Z) - напряжение на входе цепи; an - коэффициент нелинейного элемента в функции передачи.
В большинстве случаев достаточно учитывать только квадратичный и кубичный члены, поэтому в выражении (5.11) нужно анализировать члены до п = 3.
Для многих компонентов, таких как смесители или детекторы уровней, принципиально необходима нелинейная характеристика. Анализаторы спектра, однако, должны обеспечивать индикацию входных сигналов без искажений. Соответственно, линейность является существенным критерием для оценки анализаторов спектра.
Влияние нелинейности четырехполюсника на его выходной спектр зависит от уровня входного сигнала.
Одночастотный входной сигнал
Если входной сигнал vBX(/) четырехполюсника является синусоидальным сигналом:
vBX(/) = t/BX sin(27r/Bx l/),	(5.12)
где (7ВХ - амплитуда vBX(Z); /вх1 - частота сигнала vBX(Z), то он обычно называется одночастотным сигналом. Подставляя уравнение (5.12) в уравнение (5.11), можно увидеть, что из-за нелинейностей появляются гармоники входного сигнала с частотами fn гарм = nf (см. рис. 5.5).
Уровни этих гармоник зависят от коэффициентов an уравнения (5.11). Они также зависят от порядка п соответствующих гармоник, а также от уровня входного сигнала. Если уровень входного сигнала возрастает, уровни гармоник увеличиваются значительнее с ростом их порядка. Можно считать, что вариация уровня входного сигнала на А дБ вызывает вариацию уровня гармоники на п • А дБ.
100
Основы спектрального анализа
Входной сигнал
Нелинейный усилитель
Рис. 5.5. Спектр до и после нелинейной цепи
Технические характеристики в части нелинейных искажений сигнала при одночастотном воздействии обычно отражают только искажения, оцениваемые по второй гармонике, для которой указывается разница в уровне второй гармоники ak2 по сравнению с уровнем основной гармоники на выходе цепи. Эти характеристики имеют силу лишь для конкретного уровня входного сигнала Лвх, который всегда следует указывать. Поэтому при сравнении разных анализаторов спектра всегда следует контролировать, соответствуют ли характеристики различных моделей одному и тому же уровню входного сигнала смесителя.
Независимые от уровня характеристики, которые могут быть определены с помощью точки пересечения (известной как точка пересечения со второй гармоникой SHI), гораздо более удобны для сравнений. Точка пересечения со второй гармоникой соответствует фиктивному уровню входного или выходного сигнала, при котором вторая гармоника на выходе цепи достигла бы уровня основной гармоники (рис. 5.6).
Практически эта точка никогда не достигается, поскольку цепь, как показано на рис. 5.6, при меньших уровнях входного сигнала уже переходит в режим насыщения. Точка пересечения может быть описана или уровнем входного сигнала цепи, или уровнем выходного, и поэтому она обозначается или как точка пересечения по входу (Ж/вх) или по выходу (5Я/ВЫХ).
Поскольку точка пересечения (перехвата) по выходу зависит от усиления цепи, то в характеристиках анализатора спектра всегда указывается точка пересечения по входу (при выбранном ВЧ-ослаб-лении, обычно равном 0 дБ).
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
101
Рис. 5.6. Пересечение со второй гармоникой
При заданном уровне входного сигнала £вх и разнице уровня второй гармоники ak2 точка пересечения по входу может быть рассчитана следующим образом:
SHIm=ak2+LKl.	(5.13)
Величина SHI вых, относящаяся к выходу, рассчитывается так:
5Я/ВЫХ = SHIm +g,	(5.14)
где g - коэффициент передачи цепи по мощности, дБ.
Двухчастотный входной сигнал
При двухчастотном входном сигнале ко входу устройства прикладывается сигнал vBX(r), состоящий из двух синусоидальных сигналов. В этом случае входной сигнал выражается формулой:
102
Основы спектрального анализа
VBX(O =^вх silWBx,i') +£Лх sin(2Tt/вх2t),
(5.15)
где U вх - амплитуда, одинаковая для двух синусоидальных сигналов; f вх j ,/вх2 - частоты сигнала.
Подставляя выражение (5.15) в нелинейную передаточную функцию, определяемую уравнением (5.11), на выходе цепи в числе прочих получим продукты смешения, перечисленные в табл. 5.1. Угловая частота всегда определяется какcOj =2тг/вх1/исо2 =2л/вх2Л
Таблица 5.1
Продукты смешивания при двухчастотном входном сигнале
Постоянная составляющая	a2-0,5(U^+Ut2)
Основные (первые) гармоники	a, L/Bx.r sin(co/) 3 С/вх.2- sin(co2f)
Вторые гармоники	a2 0,5 U cos(2- о»/) a205l/2cos(2<o2t)
Интермодуляционные продукты 2-го порядка	а2 • Ue.v Uзх.2‘ cos(co1 - co2)f а2 • Ue.v Ubx.2- cos(co1 + co2)f
Третьи гармоники	a3 025- U sin(3 - co/) a3025L/^2cos(3co20
Интермодуляционные продукты 3-го порядка	a3 U	„2	0,75-	sin(2<o,	+	<o2)t a3 • U BX,l’ U bx,2* °’75 • sin(2co2 + cojt a3  U t.,- U „2- 0,75 • sin(2w, - w2 )t a3 • U BX.1’ U bx,2* °>75 • sin(2co2 - cojf
В дополнение к гармоникам, вырабатываются интермодуляционные продукты, называемые также разностно-частотными искажениями. Порядок интермодуляционных искажений соответствует сумме порядковых номеров взаимодействующих компонентов. Для компонента на частоте 2/вх1+/вх2, например, порядок равен 2 + 1 = 3. В табл. 5.1 приведены продукты вплоть до третьего порядка.
В то время как интермодуляционные продукты с четными номерами всегда возникают вдали от частот двух входных сигналов, ин-
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
103
Рис. 5.7. Выходной спектр нелинейной цепи при двухчастотном входном сигнале (спектр амплитуд)
термодуляционные продукты с нечетными номерами всегда обнаруживаются в непосредственной окрестности спектра входного сигнала.
В зависимости от применения, продукты как четного порядкового номера, так и нечетного могут вызвать помехи. Для измерений в кабельных телевизионных сетях, где частотный диапазон перекрывается больше, чем на одну октаву, гармоники и интермодуляционные продукты с четными порядковыми номерами попадают внутрь наблюдаемого диапазона. Поэтому для такого применения анализатора спектра требования, предъявляемые к уровню пересечения со второй гармоникой (SHI), являются очень жесткими, поскольку в таких системах обычно имеет место большое количество сигналов с очень близкими значениями уровней.
Для гармоник высшего порядка вариация уровня двух синусоидальных несущих на входе на Д дБ вызывает вариацию уровня соответствующего интермодуляционного продукта на п • Д дБ. Поэтому разница уровня между интермодуляционными продуктами и уровнями основных частот синусоидальных несущих должна всегда указываться вместе с уровнем входного сигнала, в противном случае не удается сделать никаких выводов в отношении линейности. Поэтому выгодно также рассчитать точку пересечения «-го порядка. Точка пересечения «-го порядка относительно входа рассчитывается так:
IPnm = 51^+£	(5.16)
п-
где 1Рпьх - входная точка пересечения «-го порядка, дБм; яИМл -разница между уровнем интермодуляционных продуктов «-го поряд-
104
Основы спектрального анализа
Рис. 5.8. Точки пересечения с продуктами интермодуляции 2-го и 3-го порядка
ка и уровнем двух основных гармоник входного сигнала, дБ; ZBX -уровень каждого из двух входных сигналов, дБм.
В большинстве случаев указываются точки пересечения 2-го и 3-го порядков (рис. 5.8). Они обозначаются как IP2 или SOI (пересечение 2-го порядка) и IP3 или TOI (пересечение 3-го порядка). Входные уровни точек пересечения второго и третьего порядков опреде
ляются так:
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра	105
^2ВХ =яИМ2 + £вх>	(5.17)
и
/Р3 5iml+£	(5.18)
dA	ВА	s
Значения координаты точек пересечения по выходу могут быть рассчитаны на основе координат точек пересечения по входу, путем добавления к ним коэффициента усиления цепи (в дБ). В характеристиках анализатора спектра обычно координаты точек пересечения указываются по входу.
Интермодуляционные продукты второго порядка при двухчастотном входном сигнале, а также вторые гармоники при одночастотном входном сигнале появляются за счет квадратичного члена нелинейной передаточной функции. Имеет место фиксированное соотношение между IP2 и SHI (см. [5.1]):
57// = /Р2 + 6 дБ.	(5.19)
Поэтому в таблицах спецификации обычно указываются только IP2 или SHI, но редко приводятся оба этих параметра. Координаты точек пересечения обычно указываются по входу в дБм. Чем выше значения координат точек пересечения, тем более линейны характеристики анализатора спектра, что является существенным предварительным условием большого динамического диапазона (разд. 5.5 «Динамический диапазон»).
Intermodulation
3rd order intermodulation
Intermodulation-free dynamic range
level 2 x P30 dBm, Af >5 6 RBW or 10 kHz, whichever is the greater value
Frequency
20 MHz to 200 MHz	>70 dBc, TO1 >5 dBm
200 MHz to 3 GHz	>74 dBc, TOI >7 dBm
3 GHz to 7 GHz	>80 dBc, TOI >10 dBm
2nd harmonic intercept point (SHI)
Frequency <50 MHz	25 dBm
50 MHz to 3 GHz	35 dBm
3 GHz to 7 GHz	45 dBm
Puc. 5.9. Типовые значения интермодуляционных характеристик анализатора спектра (фрагмент из проспекта)
106
Основы спектрального анализа
Точки пересечения, указываемые в таблицах характеристик, соответствуют определенной установке аттенюатора, обычно 0 дБ. Как будет объяснено ниже, значения координат точек пересечения увеличиваются с возрастанием ВЧ-ослабления.
Примеры
Сравнение данных в таблицах спецификаций двух анализаторов спектра.
1) Анализатор 1
Рассчитать /РЗВХ и 1Р2ЪХ анализатора спектра при двухчастотном входном сигнале с уровнем -30 дБм каждый. Интермодуляционные продукты третьего порядка оказываются, по крайней мере, на 70 дБм меньше уровня входного сигнала.
Анализатор 2
Рассчитать и 1Р2ЪХ анализатора спектра при двухчастотном входном сигнале с уровнем -40 дБм каждый. Интермодуляционные продукты третьего порядка оказывается, по крайней мере, на 100 дБм ниже уровня входного сигнала.
Решение
Анализатор Г. 1РЪъ^ =	+ (-30 дБм) = +5 дБм.
2
Анализатор 2 1РЗЪ*= + (-Д0 дБм) = +10 дБм.
2
2) Анализатор 1
При двухчастотном сигнале с уровнем -30 дБм каждый уровень интермодуляционных продуктов второго порядка, по крайней мере, на 65 дБм ниже уровня входного сигнала.
Анализатор 2
В таблице данных указано значение SHI, равное +35 дБм.
Решение
Анализатор Г. 1Р2ЪХ = 65 дБ + (-30 дБм) = +35 дБм.
Анализатор 2*. 1Р2ЪХ = IPk2 - 6 дБ = 35 дБм - 6 дБ = +29 дБм.
Часто в таблицах данных указывается динамический диапазон, свободный от интермодуляционных продуктов. Это понимается как разница между уровнями интермодуляционных продуктов и уровнями входных сигналов. Если специально не указывается другое, то эти
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
107
данные относятся исключительно к интермодуляционным продуктам третьего порядка (они расположены в окрестности входных сигналов). Уровень сигнала на входе первого смесителя является решающим параметром, и тоже всегда должен быть указан.
Для точки пересечения третьего порядка, указанной на рис. 5.9 (для частотного диапазона входных сигналов от 200 МГц до 3 ГГц в нашем примере), диапазон, свободный от интермодуляционных продуктов, может быть вычислен по значению 1РЗ^ с использованием уравнения (5.18):
йимз = 2(/РЗвх -Авх) = 2(7 дБм - (-30 дБм)) = 74дБ. (5.20)
Фиксированный аттенюатор или усилитель перед первым смесителем
Если до первого смесителя анализатора спектра включены предварительный усилитель или фиксированный аттенюатор, то это влияет на результирующую точку пересечения по входу. Для двухкаскадных схем действует следующее выражение [5.2]:
IP3 = IP3
11 ~вх,общ 1Гвх,
+ IP3 .
вх,2
-lOlog 10
^Звх ,+g,
10
(5.21)
где IP3 вх общ - точка пересечения третьего порядка по входу для каскадного соединения, дБм; IP3Bxi JP3 вх2 - точки пересечения третьего порядка отдельных каскадов, дБм; g1 - коэффициент усиления первого каскада, дБм.
Предполагая фиксированный аттенюатор идеально линейным, что справедливо, поскольку он реально состоит из резистивных элементов и механических переключателей, почти все значения можно подставить в уравнение (5.21) для определения /РЗвх1. Увеличение ВЧ-ослабления, например, от 0 дБ до 10 дБ (g = -10 дБ в уравнении (5.21)), вызывает увеличение значения точки пересечения на такую же величину (в нашем случае 10 дБ). В то же время, значение шум-фактора анализатора увеличится на столько же. Поэтому увеличение ВЧ-ослабления не изменяет динамический диапазон (разд. 5.5 «Динамический диапазон»).
Если предварительный усилитель включен до анализатора, то это всегда вызовет ухудшение результирующей точки пересечения.
108
Основы спектрального анализа
Пример:
Для анализатора спектра указана точка пересечения третьего порядка по входу на уровне +7 дБм. Для увеличения чувствительности применен предварительный усилитель с коэффициентом усиления 20 дБ и точкой пересечения третьего порядка по входу -10 дБм. Общая точка пересечения третьего порядка по входу вычисляется так:
IP3
вх,обЩ =-10дБм + 7 дБм —10 log
Г -10 дБм+20 дБм
101 й
= -14,8 дБм
Идентификация интермодуляционных продуктов
Типовое применение анализатора спектра - это измерение искажений исследуемых устройств, как то усилителей и смесителей. Искажения в виде гармоник высшего порядка или интермодуляционных продуктов происходят не только в исследуемом устройстве, но и возникают в анализаторе спектра. Это может привести к неправильным измерениям, особенно при больших уровнях сигналов на входе первого смесителя, поскольку гармоники и интермодуляционные продукты, создаваемые анализатором спектра, добавляются к создаваемым в исследуемом устройстве. Измерения линейности будут показывать худшие показатели, чем имеются на самом деле.
Линейность анализатора спектра в основном определяют смеситель анализатора спектра и усилитель ПЧ, в то время как входной ВЧ-аттенюатор практически на нее не влияет. Если ВЧ-аттенюатор используется для изменения уровня сигнала смесителя, то уровни интермодуляционных продуктов, создаваемых анализатором спектра, определяются в соответствии с их порядком. Уровень интермодуляционных продуктов, создаваемых исследуемым устройством, остается постоянным.
С помощью ВЧ-аттенюатора можно определить, где создаются интермодуляционные продукты, отображаемые анализатором. Измерение дает правильные значения, если относительные уровни гармоник и интермодуляционных продуктов остаются постоянными, независимо от увеличения ВЧ-ослабления (рис. 5.10, а). Однако, если относительный уровень гармоник, измеряемый анализатором спектра, меняется, то результаты измерений нельзя считать правильными.
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
109
* RBW	300 kHz
* VBW	3 kHz
Ref -10 dBm * Att 20 dB	SWT 15 ms
* RBW	100 kHz
* VBW	3 kHz
Puc. 5.10. Идентификация интермодуляционных продуктов: a - интермодуляционные продукты, создаются испытуемым устройством (измерения правильные); б - интермодуляционные продукты формируются анализатором (неправильные измерения)
но
Основы спектрального анализа
5.3.	Фазовый шум (спектральная чистота)
Фазовый шум есть мера кратковременной стабильности генераторов. Фазовый шум вызывается вариациями фазы или частоты и амплитуды выходного сигнала генератора, хотя влиянием амплитуды в большинстве случаев можно пренебречь. Эти вариации оказывают модулирующий эффект на сигнал генератора.
Фазовый шум обычно описывается как однополосный фазовый шум относительно уровня несущей в виде функции расстройки (смещения) от несущей. Типовые значения характеризуют уровень шума в полосе 1 Гц относительно уровня несущей. Соответственно, используются единицы дБн (1 Гц) или дБн/Гц, где индекс «н» относится к обозначению несущей. Поскольку уровень фазового шума обычно ниже уровня несущей, он имеет отрицательные числовые значения.
Влияние фазового шума показано на рис. 5.11. Предполагая высокое разрешение, мы могли бы ожидать для чисто синусоидального сигнала одиночную спектральную линию в частотной области. Но фактически, спектр сигнала, формируемого реальным генератором, шире, чем одиночная линия.
Сигнал генератора содержит фазовый шум, который может быть более или менее четким. Выбирая соответствующую конфигурацию схемы, фазовый шум может быть минимизирован до определенного уровня, но никогда не может быть полностью исключен. В современных анализаторах спектра гетеродины выполнены как синтезаторы частоты, синхронизированные высокоточным опорным сигналом (к примеру, 10 МГц) через систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), описанную в [5.3]. На характеристики фазового шума влияет полоса захвата системы ФАПЧ. Спектр фазового шума разделяется на следующие поддиапазоны (см. рис. 5.11):
•	Близкий к несущей (смещение приблительно до 1 кГц).
В этом диапазоне фазовый шум соответствует фазовому шуму генератора опорного сигнала, пересчитанному на выход гетеродина. Из-за эффекта умножения в системе ФАПЧ этот фазовый шум выше, чем шум генератора опорного сигнала.
•	Диапазон частот до верхней границы полосы захвата системы ФАПЧ (расстройки, большие 1 кГц).
В пределах полосы захвата системы ФАПЧ, фазовый шум соответствует аддитивному шуму отдельных компонентов системы
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
111
Рис. 5.11. Фазовый шум кварцевого генератора опорного сигнала, генератора, управляемого напряжением (ГУН) и ГУН, синхронизированного опорным сигналом при различных полосах захвата системы ФАПЧ
ФАПЧ, таких как делитель частоты, фазовый детектор и цепи умножения частоты опорного сигнала. Верхняя граница этого диапазона зависит от устройства анализатора спектра, или более точно: от типа используемого генератора. Обычно эта граница расположена между 100 и 300 кГц.
•	Диапазон, лежащий вне полосы захвата системы ФАПЧ
Вне полосы захвата системы ФАПЧ фазовый шум практически определяется только фазовым шумом генератора в несинхронизиро-ванном режиме. В этом диапазоне он уменьшается примерно на 20 дБ на декаду.
На рис. 5.11 показан фазовый шум при различных полосах системы ФАПЧ. Особый интерес представляет сравнение фазового шума автономного генератора с фазовым шумом генератора, синхронизируемого генератором опорного сигнала при различных значениях полосы захвата системы ФАПЧ. Следует рассмотреть следующие случаи:
112
Основы спектрального анализа
Широкая полоса захвата ФАПЧ
Коэффициент передачи по петле системы ФАПЧ является настолько большим, что шум генератора снижается до уровня шума опорного генератора. Из-за сдвига фазы в фильтрующем устройстве фазовый шум увеличивается вдали от несущей.
Средние полосы захвата ФАПЧ
Коэффициента усиления по петле теперь не хватает, чтобы шум опорного генератора переносился в область вблизи несущей. Рост уровня фазового шума вдали от несущей теперь, однако, будет много меньше, чем в случае широкой полосы ФАПЧ.
Узкие полосы захвата ФАПЧ
Фазовый шум вдали от несущей не ухудшается по сравнению с автономным генератором. Однако вблизи от несущей он существенно выше, чем при широких и средних полосах захвата ФАПЧ.
Для оптимизации фазового шума в случаях конкретных применений анализатора спектра полоса захвата системы ФАПЧ должна быть регулируемой.
Фазовый шум гетеродина анализатора спектра переносится на входной сигнал за счет взаимного смешивания в каскадах преобразования частоты (рис. 5.12). Это значит, что даже при идеальном синусоидальном входном сигнале индицируемый спектр будет отражать комбинацию фазовых шумов всех гетеродинов. Если же входной сигнал содержит в себе и фазовый шум (который на практике всегда имеет место), то кривая, отображаемая анализатором спектра, также содержит комбинацию фазовых шумов входного сигнала и всех гетеродинов.
Индицируемый фазовый шум всегда соотносится с уровнем несущей входного сигнала, причем независимо от уровня входного сигнала. Это означает, что для измерения фазовых шумов входного сигнала (разд. 6.1 «Измерения фазового шума») динамический диапазон для измерений вблизи от несущей не может быть максимизирован увеличением уровня входного сигнала, что полностью противоположно случаю влияния теплового шума.
Поэтому в отношении измерений вблизи от несущей, фазовый шум анализаторов спектра устанавливает нижнюю границу диапазона измерений.
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
113
Рис. 5.12. Собственный фазовый шум, перенесенный на входной сигнал за счет взаимного преобразования частоты
Независимо от этого ограничения, разрешение и динамический диапазон анализатора будут также ограничены фазовым шумом. Сигналы, расположенные на небольших расстройках от несущей сигнала высокого уровня, могут не обнаруживаться анализатором (рис. 5.12).
Пример
Синусоидальный сигнал с уровнем -10 дБм поступает на вход анализатора спектра. При расстройке в 100 кГц относительно несущей фазовый шум анализатора спектра предполагается равным -100 дБн (1 Гц).
Каким уровнем должен обладать второй сигнал при той же расстройке 100 кГц, чтобы его можно было зафиксировать при полосе разрешения 1 кГц (в нашем примере полоса разрешения предполагается соответствующей шумовой полосе фильтра)?
Решение
Из-за полосы разрешения, равной 1 кГц, фазовый шум создает индицируемый уровень шума £ш, определяемый по формуле
114
Основы спектрального анализа
1кПГ ^ГцГ,
Ьш = -100дБн(1Гц) + 101оё
к
= -70 дБн(1 кГц).
Этот означает, что уровень входного сигнал Lc мин должен быть, по крайней мере, равен: Lcмин = -10 дБм - 70 дрн (1 Гц) = = -80 дБм для того, чтобы быть обнаруживаемым благодаря превышению на 3 дБ над уровнем шума.
Это ограниченное разрешение также отрицательно влияет на точность измерения мощности соседнего канала (разд. 6.3 «Измерение мощности в канале и соседнем канале»), поскольку из-за фазовых шумов, действующих в соседнем канале, динамический диапазон уменьшается. Технические характеристики часто указывают разностную (остаточную) частотную модуляцию (разностную ЧМ). Из-за зависящих от расстройки от несущей фазовых шумов, среднеквадратическое значение разностной ЧМ может быть вычислено путем интегрирования:
RMS
се М /раса)
2 /(Ю 20 /расст)#расст, /расст — 0
(5.22)
где	- среднеквадратическое значение разностной ЧМ, Гц;
/расст “ частотная расстройка от несущей, Гц; Ц/расст)- фазовый шум как функция расстройки от несущей, дБн (1 Гц).
Точно так же, среднеквадратическое значение разностной фазовой модуляции (разностная ФМ) может быть рассчитано из фазового шума:
Joo /'(./расст)
2 /Ю 20 #расст,рад, /расст = <>
JOC (./расст)	-I ПЛ
2 /Ю 20 #расст—,град, /расст =	Я
(5.23)
(5.24)
где Дф rms - среднеквадратическое значение разностной ФМ, Гц; /расст - частотная расстройка от несущей, Гц; ) - уровень фазового шума как функция расстройки от несущей, дБн (1 Гц).
Высокое значение разностной ЧМ сигнала гетеродина может вызывать эффект размывания отображаемого спектра. Это приводит
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
115
Spectral purity (dBc (1 Hz)) SSB phase noise, f = 500 MHz
Carrier offset
100 Hz
1 kHz
10kHz
100 kHz1’
1 MHz1}
10MHz
Residual FM
(f= 500 MHz, RBW=lkHz sweep time 100 ms)
<-90. typ.-94
<-100. typ.-108
<-106. typ. -113
<-110. typ.-113
<-120. typ.-125 typ.-145
typ. 3 Hz
Typical values for SSB phase noise			
Carrier offset	i;n=500MHz	f,n= 3GHz	fin=7GHz
100 Hz	94 dBc/Hz	90 dBc/Hz	84 dBc/Hz
1 kHz	105 dBc/Hz	100 dBc/Hz	94 dBc/Hz
10kHz	113 dBc/Hz	108 dBc/Hz	104 dBc/Hz
100 kHz	113 dBc/Hz	108 dBc/Hz	106 dBc/Hz
1 MHz	125 dBc/Hz	118 dBc/Hz	118 dBc/Hz
i) Valid for span > 100 kHz.
Puc. 5.13. Типовые значения для фазового шума и разностной ЧМ анализатора спектра (фрагмент из проспекта)
к уменьшению разрешения и, тем самым, определяет нижний предел полосы разрешения. Поскольку в современных анализаторах спектра гетеродины выполнены как синтезаторы частоты, как описывалось выше, этот эффект практически уже не играет никакой роли.
В свете отмеченных ограничений, величина фазового шума является существенным показателем для оценки качества анализатора спектра. В зависимости от применения, фазовый шум может быть важным для пользователя как в случае малых отстроек (например, в измерениях радарных систем), так и при больших отстройках (например, при измерениях мобильного радио оборудования). Поэтому проспекты всегда содержат данные при различных отстройках, обычно декадными шагами (см. рис. 5.13).
Как показано выше, на величину фазового шума серьезное влияние оказывает полоса захвата системы ФАПЧ. В анализаторах спектра полоса захвата системы ФАПЧ обычно является регулируемой, чтобы можно было адаптироваться к специфике задач измерений. Переключение режима часто происходит неявно, как это и имеет место
116	Основы спектрального анализа
и в анализаторе, описанном в нашем примере. Полоса системы ФАПЧ связывается или с анализируемым частотным диапазоном, или с выбранной полосой разрешения.
Если требуется отображать большие частотные диапазоны (например, диапазон качаний больше 100 кГц), то обычно важен минимальный фазовый шум вдали от несущей. Поэтому для этих задач автоматически выбирается узкая полоса захвата системы ФАПЧ.
Для оптимального выбора параметров режима измерений в добавление к фазовому шуму при различных отстройках от несущей в проспектах часто в качестве условий указываются рекомендуемые полосы разрешения или настройки диапазона качаний. Установки, отличные от рекомендуемых в проспектах, могут привести к плохим значениям фазового шума.
Для анализа очень высокочастотных входных сигналов, частота сигнала гетеродина должна быть умножена (разд. 4.1). Точно так же, как это обсуждалось в случае частотно-модулированного сигнала, девиация частоты также умножается, вызывая увеличение фазового шума. Имеет место следующее соотношение:
£УМН (/расе. ) = Д/рзсс. ) +201Og(«),	(5.25)
где £умн (/расст) - уровень фазового шума после умножения как функция отстройки от несущей, дБн (1 Гц); ) - уровень фазового шума исходного сигнала как функция отстройки от несущей, дБн (1 Гц); п - коэффициент умножения.
Из-за этого увеличения, характеристики фазового шума всегда соотносятся с определенной частотой сигнала. Типовые кривые фазового шума часто задаются для нескольких частот сигнала, позволяя проводить оценки ожидаемого фазового шума в интересующем частотном диапазоне.
5.4.	Точка компрессии 1 дБ и максимальный входной
уровень
Точка компрессии 1 дБ четырехполюсника обозначает точку в его динамическом диапазоне, в которой коэффициент передачи уменьшается на 1 дБ за счет эффекта насыщения (рис. 5.14). Подобно точке пересечения, точка компресии 1 дБ может быть отнесена ко вход-
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
117
Рис. 5.14. Точка компрессии 1 дБ
ному или выходному уровням. Для усилителей мощности обычно задается уровень выходного сигнала, при котором имеет место компрессия 1 дБ, а для анализаторов спектра обычно указывается входной уровень.
Точка компрессии 1 дБ первично определяется первым смесителем и обычно указывается при установке аттенюатора на 0 дБ. Типовой уровень входного сигнала также указывается в соответствии с этим уровнем сигнала первого смесителя. Увеличивая ВЧ-ослабле-ние, мы увеличиваем точку компрессии 1 дБ на ту же величину, что и уровень ослабления.
Для предотвращения формирования нежелательных продуктов из-за искажений максимальный уровень входного сигнала (опорный уровень), индицируемого анализатором, должен находиться явно ниже точки компрессии 1 дБ.
Из-за связи опорного уровня и установки аттенюатора (разд. 4.6 «Зависимости настроек») максимальный опорный уровень определяется (в нашем примере -10 дБм) при положении ВЧ-аттенюатора 0 дБ. Точка компрессии 1 дБ не может быть измерена непосредственно. Тем не менее, она является важным критерием во многих измерениях.
Например, при осуществлении измерений фазового шума ко входу анализатора спектра прикладывается одиночный синусоида
118
Основы спектрального анализа
льный сигнал. Даже когда анализатор спектра работает вблизи от своей точки компрессии 1 дБ, интермодуляционные продукты не проявляются в окрестности входного сигнала. При большом уровне входного сигнала в анализаторе спектра будут вырабатываться только гармоники этого сигнала, которые обычно не ухудшают измерений фазовых шумов. Большой уровень входного сигнала обеспечивает большое отношение сигнал/шум, так что на больших отстройках от несущей реализуется максимальный динамический диапазон измерений.
В отличие от точки компрессии 1 дБ, которая содержит информацию о перегрузочной способности анализатора спектра, максимальный уровень входного сигнала определяет верхний предел для безопасной работы. Для предотвращения повреждения анализатора это значение не должно превышаться.
Предельное значение обычно определяется первым критическим компонентом в тракте обработки сигнала. Соответственно, при выборе ВЧ-ослабления необходимо всегда принимать во внимание следующее:
•	ВЧ-ослабление 0 дБ
В этом случае входной сигнал не ослабляется и аттенюатор не нагружается. Поэтому первый смеситель является основным звеном, определяющим максимальный уровень входного сигнала. Из-за обычно высокой нагрузочной способности делителя мощности и следующего за ним полосового фильтра, это же самое характерно и для высокочастотной входной секции (выше 3 ГГц в нашем примере).
•	ВЧ-ослабление > 0 дБ (> 10 дБ в нашем примере)
Входной сигнал ослабляется аттенюатором, так что влияние последующих каскадов обычно можно не учитывать. Указанное в спецификации значение в этом случае характеризует нагрузочную способность аттенюатора.
Оба описанных выше случая важны для практической работы, поэтому они в поспектах указываются отдельно.
Последующие уточнения делаются в отношении типа входного сигнала (рис. 5.15):
Постоянное напряжение (DC)
Для анализаторов спектра со связью каскадов по постоянному току это значение соответствует максимальному совместимому со
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
119
Maximum input level
RF attenuation 0 dB
DC voltage	50 V
CW RF power	20 dBm (=0.3 W)
Pulse spectral density RF attenuation 10 dB	97dBpV/MHz
CW RF power	30 dBm (= 1 W)
Max. pulse voltage	150 V
Max. pulse energy (10 ps)	1 mWs
1 dB compression of output mixer	
0 dB RF attenuation, f > 200 MHz	OdBm nominal
Puc. 5.15, Типовые характеристики для точки компрессии 1 дБ и максимального входного уровня (фрагмент из проспекта)
смесителем постоянному напряжению. Обычно указывается значение О В, независимо от ВЧ-ослабления.
Для анализаторов спектра со связью по переменному току указываемое значение соответствует диэлектрической прочности разделительного конденсатора на входе анализатора спектра. В приведенном выше фрагменте проспекта указывается значение 50 В.
Мощность непрерывного сигнала ВЧ
Это значение указывает максимальную общую мощность для всех входных сигналов, которые допустимы без всяких временных ограничений. Подразумевается, что все входные сигналы являются стационарными.
Спектральная плотность импульсных сигналов
Импульсные сигналы характеризуются очень широким спектром со многими спектральными компонентами, чья суммарная мощность не должна превышать установленное значение. Для спектров импульсных сигналов обычно указывается спектральная плотность как уровень напряжения, отнесенный к определенной полосе, обычно 1 МГц. В вышеуказанных фрагментах проспекта (рис. 5.15) указывается предельное значение 97 дБ-мкВ/МГц.
Максимальная энергия импульса и максимальное импульсное напряжение
При исключительно коротких импульсах импульсная мощность может превышать значение, указанное для мощности непре-
120
Основы спектрального анализа
рывного ВЧ-сигнала для длительных интервалов времени. Существуют ограничения, установленные для максимальной энергии импульса, в нашем примере они указаны в милливольтах для определенного периода импульсов, а также для максимального напряжения импульса. Часто указывается максимальная импульсная мощность, которая может быть рассчитана, исходя из энергии и длительности импульса по следующей формуле:
имп
И Е =Р t , имп имп имп ’
* имп
(5.26)
где Римп - мощность импульса, Вт; Еимп - энергия импульса, Втс; /имп - длительность импульса, с.
При значениях, указанных в фрагменте проспекта на рис. 5.15 (Енмп = 1 мВт-c, /имп = 10 мкс), получается, что максимальная мощность импульса равна 100 Вт.
При постоянной энергии импульса Енмп, в соответствии с уравнением (5.26) (рис. 5.16), мощность импульса будет выше для коротких импульсов.
С уменьшением длительности импульса мощность импульса не может увеличиваться произвольно, поскольку максимально допустимое импульсное напряжение не должно превышаться. В приве
Рис. 5.16. Импульсы с различной длительностью, но с одинаковой энергией импульса
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра	121
денной на рис. 5.15 спецификации определено максимальное значение напряжения импульса 150 В. Для прямоугольных импульсов, как показано на рис. 5.16, допустимое пиковое напряжение импульса обусловливает следующую максимальную мощность импульса:
Лип =	= 450Вт,	(5.27)
R 50Ом
где (/имп - пиковое напряжение импульса, В; R - входное сопротивление анализатора спектра, Ом.
Эта максимальная мощность импульса, а также максимально допустимая энергия импульса (1 мВт-c в нашем примере) не должны быть превышены ни при каких условиях. Уравнение (5.26) может быть использовано для расчета максимальной длительности импульса для импульса с максимальной мощностью, в нашем примере получается длительность 2,2 мкс.
Для больших длительностях импульса и постоянной энергии импульса мощность импульса должна быть уменьшена. Можно построить зависимость, показанную на рис. 5.17 (справедливую для тех значений параметров, которые приведены на рис. 5.15).
Рис. 5.17. Максимальная мощность импульса как функция длительности импульса (для максимального импульсного напряжения 150 В и максимальной энергии импульсов 1 мВт с)
122
Основы спектрального анализа
5.5.	Динамический диапазон
Динамический диапазон характеризует способность анализатора одновременно обрабатывать сигналы с очень разным уровнем. Границы динамического диапазона зависят от характера производящихся измерений. Нижняя граница определяется собственным шумом или фазовым шумом. Верхняя граница устанавливается точкой компрессии 1 дБ или уровнем продуктов искажений, возникающих в анализаторе в случае его перегрузки и оказывающих мешающее влияние на отображаемый спектр. Динамический диапазон может быть определен различными путями. Не следует путать его с диапазоном отображения анализатора.
Диапазон отображения уровней
Динамический диапазон не соответствует диапазону отображения уровней, который также указывается в проспекте. Диапазон отображения представляет собой диапазон от индицируемого среднего уровня шума до максимального уровня входного сигнала (рис. 5.18). Для нормального воспроизведения сигнала с уровнем, соответствующим максимальному уровню входного сигнала анализатора, обычно используется установка ВЧ-аттенюатора в положение, большее, чем О дБ. Это означает, что минимальный индицируемый шум (нижний предел указываемого отображаемого диапазона уровней) не будет обеспечен.
Максимальный динамический диапазон
Часто указывается максимальный динамический диапазон, который ограничен индицируемым шумом (обычно при минимальной полосе разрешения) и точкой компрессии 1 дБ (рис. 5.18). Однако, если входной сигнал первого смесителя достигает точки компрессии 1 дБ смесителя, то возникают очень большие искажения, обусловленные нелинейностью смесителя.
Даже при работе в узкой полосе, продукты искажений могут становиться заметными в отображаемом спектре (они не покрываются собственным шумом). Отображаемый спектр больше не будет достоверным.
Поэтому в современных анализаторах спектра опорный уровень, выбираемый для определенного ВЧ-ослабления, ограничивают и при не связанной с другими параметрами настройке (настройке вручную) аттенюатора. Сигналы, при которых достигается точка
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
123
Максимальный уровень входного сигнала
Точка компрессии 1 дБ
первого смесителя
Оптимальный уровень смесителя
Диапазон отображаемого уровня
Максимальный динамический диапазон
Максимальное значение диапазона, свободного от интермодуляции/ максимальное подавление гармоник
Отображенный уровень шумов вне диапазона при выбранной полосе разрешения
Рис. 5.18. Сравнение диапазона отображения уровней, максимального динамического диапазона и максимального диапазона работы без интермодуляционных продуктов
компрессии 1 дБ на входе смесителя, существенно превышают опорный уровень.
Поэтому указываемое значение максимального динамического диапазона имеет ограниченное использование и относится только к отдельным применениям анализатора, как, например, измерениям фазовых шумов вдалеке от несущей.
Максимальный диапазон работы без интермодуляции для максимального подавления гармоник
При выборе уровня сигнала смесителя следует обеспечить необходимый компромисс. Если ВЧ-ослабление велико, так что уровень сигнала на смесителе мал, то уровни искажений и интермодуляционных продуктов, создаваемых анализатором, будут также малы, но в то же время также будет неоправданно малым и отношение сиг
124
Основы спектрального анализа
нал/шум входного сигнала. В этом случае динамический диапазон ограничен со стороны его нижней границы собственным шумом. Если, с другой стороны, уровень сигнала смесителя окажется очень большим, то создаются гармоники и интермодуляционные продукты, уровни которых превышают уровень собственного шума и поэтому они становятся видимыми на дисплее (рис. 4.31). На практике важно иметь диапазон отображаемых уровней, в котором отображаемый спектр свободен от таких продуктов. В зависимости от того, ограничивают ли этот диапазон интермодуляционные продукты или гармоники высшего порядка, можно говорить или о диапазоне, свободном от интермодуляционных продуктов, или о максимальном подавлении гармоник. Оба этих параметра зависят от уровня сигнала смесителя и от выбранной полосы разрешения. Максимум динамического диапазона имеет место, если уровни интермодуляционных продуктов или гармоник высшего порядка равны уровню шума. Требуемый для этого идеальный уровень сигнала смесителя может быть или рассчитан или определен графически. Для пояснения опишем сначала графический метод.
Для заданной шумовой полосы фильтра ПЧ и шум-фактора анализатора спектра уровень мощности шума относительно уровня сигнала на входе смесителя следует рассчитывать, используя следующую формулу:
Аи,отн -4мес =-174дБм+101о§(5шПЧ )+ NF-£смес, (5.28) где £шотн _ относительный уровень шума, пересчитанный к уровню сигнала смесителя, дБ; £смес - уровень сигнала смесителя, дБм; £ш -уровень шума, дБм; 5шПЧ - шумовая полоса разрешающего фильтра, Гц; NF - шум-фактор анализатора спектра, дБ.
При использовании детектора выборки и усреднении узкополосным видеофильтром из вычисленного значения £шотн необходимо вычесть 2,5 дБ из-за недооценки шума. Уровень относительного шума показан графически на рис. 5.19 для разных разрешающих фильтров в функции от уровня сигнала смесителя. В представленном случае шум-фактор анализатора принят равным 24,5 дБ. На рисунке показано, что относительный уровень шума уменьшается с ростом уровня сигнала смесителя.
Из уравнения (5.16) можно вывести следующее соотношение для относительного уровня интермодуляционных продуктов и-го порядка, отнесенных к уровню сигнала смесителя:
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
125
Рис. 5.19. Диапазон отсутствия интермодуляции и максимального подавления гармоник как функция уровня сигнала смесителя
(NF = 24,5 дБ, 1РЗвх = 7 дБм, SHIex = 40 дБм)
(«-1)(ЯХХ-4МеД	(5-29)
где £ИМл отн - относительный уровень интермодуляционных продуктов и-го порядка, дБ; 1Рп вх - точка сжатия по входу л-го порядка анализатора спектра (ВЧ-ослабление 0 дБ); £смес - уровень входного сигнала смесителя, дБм.
Обычно на практике интермодуляционные продукты третьего порядка оказывают наибольшее влияние на результаты измерений, поскольку они возникают в непосредственной окрестности входных сигналов. Относительный уровень таких продуктов определяется так:
^ИМЗ,отн 2(/РЗвх £смес )>
(5.30)
Соответственно, относительный уровень продуктов искажений второго порядка (гармоники второго порядка) может быть определен из уравнения (5.13):
Al 2, отн - (^^вх ^смес)’
(5.31)
где Lk 2 отн - уровень продуктов искажений 2-го порядка, отнесенный к уровню сигнала на входе смесителя, дБ; SHI вх - точка пересечения по входу для второй гармоники анализатора спектра, дБм.
126
Основы спектрального анализа
Поскольку продукты искажений и интермодуляции всегда вычисляются относительно уровня входного сигнала смесителя, то результаты не зависят от установки ВЧ-аттенюатора. Поэтому в формулы вместо IP3 вх и SHI вх должны подставляться точки пересечения по входу для первого смесителя. Эти значения соответствуют точкам пересечения анализатора при ВЧ-ослаблении 0 дБ.
Относительный уровень интермодуляционных продуктов третьего порядка, а также вторых гармоник показан на рис. 5.19 как функция уровня сигнала смесителя. Для IP3 вх предполагается значение 7 дБм. Параметр SHIвх равен 40 дБм.
В зависимости от специфики измерений, интермодуляционные продукты третьего порядка или гармоники высших порядков могут ограничивать динамический диапазон сверху. Оптимальный уровень сигнала смесителя для таких измерений и, следовательно, максимально достигаемый динамический диапазон находится как точка пересечения линии уровня шумов и линии интермодуляционных продуктов третьего порядка или гармоники второго порядка. В этой точке пересечения уровень продуктов интермодуляции или искажений равен уровню шума. Тем самым отображение на анализаторе все еще однозначно.
По рис. 5.19 можно найти максимальный диапазон отсутствия интермодуляции при шумовой полосе 10 Гц. Для этого диапазона требуется уровень сигнала смесителя -42 дБм. Если на анализатор спектра (при РЧ ослаблении 0 дБ) подаются два синусоидальных сигнала, каждый из которых имеет уровень -42 дБм, то интермодуляционные продукты третьего порядка будут иметь уровень -42 дБм - 98 дБ = -140 дБм.
Можно также найти оптимальный уровень сигнала смесителя и достигаемый при этом динамический диапазон.
При оптимальном уровне сигнала смесителя уровень шума соответствует уровню интермодуляционных продуктов. Уравнения (5.28) и (5.29) должны приравниваться и решаться относительно 4мес- Эт0 Дает:
_(п-Г)1Рпю +£ш>отн)_
^смес,опт
п	(5.32)
_(«-l)ZPnBX -174дБм +10к^(ВшПЧ) + NF
п
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
127
где £смес,опт _ оптимальный уровень сигнала смесителя, дБм; IPn вх -точка пересечения по входу и-го порядка анализатора спектра (РЧ ослабление 0 дБ), дБм; п - порядок продуктов интермодуляции или искажений, которыми оганичен динамический диапазон; 5шПЧ - шумовая полоса разрешающего фильтра, Гц; NF - шум-фактор анализатора спектра, дБ.
Для п = 3 граница диапазона отсутствия интермодуляции определяется интермодуляционными продуктами третьего порядка и можно найти:
т	+ £шотн _
ьсмес,опт	-
3	(5.33)
_2ZP3BX -174дБм + 10к^(2?шПЧ) + ЛУ
3
Оптимальный уровень сигнала на входе смесителя для максимального подавления гармоник определяется формулой
L =5Н1т+ЬШОТИ = ьсмсс,опт	-
2	(5.34)
_5Я/ВХ -174дБм +101оё(ДшПЧ) + ^
2
При оптимальном уровне сигнала смесителя динамический диапазон соответствует разнице между уровнем сигнала смесителя и уровнем интермодуляционных продуктов и-го порядка или уровнем шума. Следующее имеет место:
ДДтт=(-^(1Рпт-Ьш) =
п	(5.35)
= 21z1)(/p„bx +174дБм-101оё(5шПЧ)-т п
где ДД тах ~ максимальный динамический диапазон, дБ; 1Рп3* -точка пересечения и-го порядка по входу анализатора спектра (ВЧ-ослабление 0 дБ), дБ; п - порядок продуктов интермодуляции или искажений, которыми ограничивается динамический диапазон; В ш пч -шумовая полоса разрешающего фильтра, Гц; NF - шум-фактор анализатора спектра, дБ.
128
Основы спектрального анализа
Отсюда соответственно могут быть найдены для п = 3 - максимальный диапазон отсутствия интермодуляции
2
Д^тах=|(^Звх-Лш)	=
з	(5.36)
2
= |(/РЗвх +174дБм-101оё(5шПЧ)-^)
или (при п = 2) - максимальное подавление гармоник
Д^=^н1вх-ьш) =
2	(5.37)
= 1(Ж/ВХ +174дБм-101оИ(5шПЧ)-УГ).
Уравнение (5.35) показывает, что для того, чтобы получить большой диапазон, свободный от интермодуляции, требуются и как можно большие значения уровня точки пересечения, и как можно низкий шум-фактор. Для быстрой оценки динамического диапазона анализатора спектра можно использовать следующий показатель качества (ПК):
ПК = 1РЗ^ -NF.	(5.38)
Современные высококачественные анализаторы достигают показателя качества 0 дБм при типовой точке перехвата третьего порядка 15 дБм и типовом шум-факторе 15 дБ.
Вышеприведенные рассуждения относительно динамического диапазона всегда относились к уровню сигнала на входе первого смесителя. Если уровень сигнала на входе анализатора спектра выше, чем оптимальный уровень сигнала смесителя, то он должен быть уменьшен соответствующей установкой ВЧ-аттенюатора. Требуемое значение ослабления ВЧ можно рассчитать так:
^ВЧ “^вх _^смес’	(5.39)
где явч - ВЧ-ослабление, дБ; £вх - уровень сигнала на входе анализатора спектра, дБм; £смес - установленный уровень сигнала смесителя, дБм.
При настройке уровня сигнала на входе смесителя шаги установки аттенюатора очень важны:
Если в вышеприведенном примере уровень входного сигнала равен -17 дБм и шаги аттенюатора равны 10 дБ, то уровень сигнала
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
129
на входе смесителя можно снизить только до уровня -37 дБм (при ВЧ-ослаблении 20 дБ) или -47 дБм (при ослаблении 30 дБ). Соответственно, диапазон, свободный от интермодуляции, равен тогда 92 дБ (£смес = дБм) или 88 дБ (£смес = -37 дБм). Для обеспечения максимального диапазона, свободного от интермодуляции, уровень должен быть снижен до -22 дБм с помощью внешнего аттенюатора на 5 дБ. Применяя ВЧ-ослабление на 20 дБ, получим оптимальный уровень сигнала смесителя -42 дБм и диапазон, свободный от интермодуляции, 98 дБ.
В некоторых анализаторах спектра применяется атенюатор с шагами по 1 дБ. Тогда нет необходимости использовать внешний фиксированный аттенюатор или внешний регулируемый ВЧ-аттенюатор.
Влияние фазового шума на динамический диапазон
Как описывалось в разд. 5.3, фазовый шум местного гетеродина анализатора спектра переносится на входные сигналы из-за взаимного преобразования. Поэтому динамический диапазон при измерении фазового шума входных сигналов ограничивается фазовым шумом анализатора спектра, особенно при малых отстройках от несущей. Фазовый шум испытываемого устройства должен быть выше, чем у измерительного прибора для обеспечения точных измерений (разд. 6.1 «Измерение фазового шума»).
Если необходимо отобразить слабые сигналы в непосредственной окрестности очень больших входных сигналов (как, например, для измерений точки перехвата 3-го порядка испытываемого устройства), то фазовый шум анализатора должен быть как можно меньшим. В противном случае слабый входной сигнал может быть закрыт фазовым шумом, перенесенным на сильный соседний сигнал (см. рис. 5.12). Для подобных случаев фазовый шум должен быть учтен при расчете динамического диапазона.
Поскольку фазовый шум, перенесенный на входной сигнал, зависит от уровня несущей входного сигнала, то изменение уровня несущей не будет влиять на относительный фазовый шум. На рис. 5.20 вклад фазового шума представлен, соответственно, как горизонтальная линия. Если частота сигнала выше, чем отстройка от несущей, при которой должны выполняться измерения на слабых сигналах, гармоники и интермодуляционные продукты второго порядка являются несущественными. На рис. 5.20 поэтому учитываются только интермодуляционные продукты третьего порядка. Уровень фазового
130
Основы спектрального анализа
шума должен рассчитываться для заданной полосы разрешения. Имеет место следующее равенство:
(/расст ) = Д/расст ) +Ю ^(5Ш ПЧ ),	(5.40)
где Лфш RBW (/расст) - фазовый шум как функция отстройки от несущей в полосе 5шПЧ, отнесенный к несущей, дБн; Д/расст) - фазовый шум как функция отстройки от несущей, дБн (1Гц); 5шПЧ - шумовая полоса фильтра ПЧ, Гц; /расст - отстройка от несущей.
Вклады теплового шума, интермодуляционных продуктов и фазового шума должны суммироваться линейно.
Суммарный отклик (Lcvu представленный на рис. 5.20, рассчитан для фазового шума -122 дБн (1 Гц), для точки пересечения третьего порядка 7 дБм и для шум-фактора 24,5 дБ. Выбранная полоса разрешения 10 кГц должна соответствовать шумовой полосе. Максимальный динамический диапазон достигается при уровне сигнала смесителя, при котором суммарная кривая имеет минимум.
Подобным же образом, фазовый шум ограничивает динамический диапазон при измерениях мощности соседнего канала. Дополнительные сведения по оценке динамического диапазона для этого
Рис. 5.20. Динамический диапазон при учете теплового шума, фазового шума и интермодуляционных продуктов 3-го порядка (NF = 24,5 дБ, 1РЗвх 7 дБм, L(fpaccm 122 дБн (1Гц), Бш.пч 10 кГц)
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
131
типа измерений можно найти в разд. 6.3 «Измерение мощности в канале и соседнем канале».
Для быстрого определения динамического диапазона как функции шум-фактора, точки пересечения третьего порядка и фазового шума анализатора спектра, можно воспользоваться электронной таблицей в пакете MS Excel 5.0 (файл DYN_CALC.XLS, рис. 5.21), которую можно отыскать на сайте компании R&S (www.rohde-schwarz.com). В этой электронной таблице приняты во внимание гармоники второго порядка, так что динамический диапазон может быть легко рассчитан практически для любого применения. Электронная таблица состоит из двух частей:
Входные данные и диаграмма: Ввод данных шумовой полосы, шум-фактора, IP3, SHI и фазового шума анализатора спектра (рис. 5.21, я, выделенная желтым полоса сверху слева). Графический вывод следующих зависимостей от уровня входного сигнала: уровня фазового шума отнесенного к уровню входного сигнала, уровня теплового шума, а также относительных уровней интермодуляционных продуктов второго и третьего порядка. Кроме этого, приводится также сумма вклада теплового шума, фазового шума и интермодуляционных продуктов третьего порядка.
Численные результаты: Численный вывод данных, представленных графически в электронной таблице «Входные данные и диаграмма» (рис. 5.21).
Вводимое значение фазового шума определяется той частотной отстройкой от сильного сигнала, при которой слабый сигнал должен быть отображен на дисплее.
5.6.	Устойчивость к помехам
В зависимости от сигнала на входе анализатора, на отображенном спектре могут появиться нежелательные компоненты, которые не имеют никакой связи со спектром входного сигнала. Существуют различные причины для появления таких нежелательных компонентов, с которыми мы познакомимся в следующем разделе. В отличие от гармоник и интермодуляционных продуктов, создаваемых анализатором спектра из-за нелинейностей, устойчивость к помехам не может, как правило, улучшиться оптимизацией уровня сигнала смесителя, поскольку она обычно не зависит от выбранного ВЧ-ослабления.
132
Основы спектрального анализа
Рис. 5.21. Электронная таблица DYN_CALC.XLS: а - ввод данных и диаграмма: поля ввода шумовой полосы, шум-фактора, TOI, SHI и фазового шума, а также графическое представление результирующего динамического диапазона; б - Лист числовых результатов: цифровой вывод результате
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
133
Immunity of interference	
Image frequency	>70 d В
Intermediale frequency	>70 dB
Spurious responses (f> 1 MHz, without input signal, 0 dB attenuation)	<-103 dBm
Other surious with input signal, mixer level <-10 dBm, Af> 100 kHz	<-70 dBc
Рис. 5.22. Типовые технические данные по устойчивости к помехам (фрагмент из проспекта)
Зеркальная частота
Как описывалось в гл. 4, преобразование сигнала с помощью смесителя приводит к неоднозначности. При заданной частоте гетеродина вдобавок к желательным частотам сигнала всегда имеется зеркальная частота. Из уравнения (4.4) и уравнения (4.5) вытекают следующие соотношения между зеркальной частотой и частотой входного сигнала:
Лерк=Лх+2/1.яПЧ.	(5.41)
Входные сигналы на частоте зеркального канала подавляются подходящими фильтрами, зависящими от конфигурации тракта ВЧ, как описывалось в разд. 4.1. Из-за ограниченной избирательности технически доступных фильтров достигаемое подавление имеет свои границы. В приведенных ранее фрагментах проспектов указывается значение -70 дБ.
Применительно к анализатору, описанному в разд. 4.1, это означает, что входной сигнал с частотой 7100 МГц и с уровнем -10 дБм вызовет на отображаемом спектре отклик на частоте 147,2 МГц с максимальным уровнем (-10 дБм - 70 дБ) = -80 дБм.
Как показано в разд. 4.1, зеркальная частота возникает также при втором преобразовании частоты и также должна подавляться. Для анализатора спектра в нашем примере можно получить следующее соотношение для определения частоты входного сигнала, который должен преобразоваться на зеркальную частоту второго смесителя и стать видимым на частоте f вх:
/ зерк, 2-яПЧ —/вх ^/Л-яПЧ’
(5.42)
134
Основы спектрального анализа
где /зерк 2яПЧ - ложный отклик из-за приема на зеркальной частоте 2-й ПЧ; /вх - частота, при которой ложный отклик становится видимым на отображаемом спектре; /2-япч “ 2-я промежуточная частота.
Сквозное прохождение ПЧ или прием на промежуточной частоте
Из-за ограниченной развязки между входным сигналом ВЧ и выходным сигналом ПЧ первого смесителя, входные сигналы могут проникать напрямую (без преобразования частоты) на тракт ПЧ (разд. 4.1), что известно как сквозное прохождение сигнала ПЧ. Если частота входного сигнала соответствует 1-й ПЧ, сигнал будет отображаться в частотном диапазоне воспроизводимого спектра, независимо от частоты гетеродина. Поэтому сигналы с частотой, соответствующей 1-й ПЧ, должны быть подавлены до первого смесителя соответствующими фильтрами, которые используются для режекции зеркальной частоты. Анализатор, описанный в книге, использует для этой цели входной низкочастотный фильтр (3) в входной секции ВЧ для диапазона до 3 ГГц и следящий полосовой фильтр (20) для частотного диапазона свыше 3 ГГц. Сигналы, подлежащие подавлению, действуют на частотах 3476,4 и 404,4 МГц. В приведенном выше фрагменте проспекта для помехоустойчивости по ПЧ указаны значения, большие 70 дБ. Это означает, что для входного сигнала с частотой 3476.4 МГц и уровнем -10 дБм в частотном диапазоне от 9 кГц до 3 ГГц будет индицироваться максимальное значение -80 дБм.
Ложный отклик
Неустранимые ложные отклики
Неустранимые ложные отклики - это сигналы на отображаемом спектре, которые создаются самим анализатором спектра. Они вызваны, например, синхронизирующими сигналами микропроцессоров, которые могут распространяться через линии питающего напряжения и попадать на цепи обработки аналоговых сигналов. Следует проводить различие, постоянно ли существуют неустранимые ложные отклики или они возникают только в том случае, когда на входе анализатора спектра действует сигнал. Ложные отклики от гетеродинов принадлежат к последней группе. Данные из проспектов о неустранимых ложных откликах, связанных с входными сигналами, соотносятся поэтому к уровню несущей входного сигнала (в дБн). В фрагменте проспекта, показанном на рис. 5.22, указывается уро
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
135
вень -70 дБн, а для неустранимых ложных откликов, не зависящих от входного сигнала, дан уровень -103 дБм.
Ложные отклики
Гармоники входного сигнала вырабатываются вместе с другими частотными компонентами в первом смесителе анализатора спектра. Если уровень входного сигнала значительный, то будут отображаться и гармоники. Гармоники входного сигнала преобразуются на первую промежуточную частоту за счет взаимодействия основной гармоники с гармониками сигнала гетеродина, в соответствии с уравнением (4.1). Ложные отклики будут вырабатываться при заданной ПЧ и заданном частотном диапазоне гетеродина на частотах входного сигнала f вх N 9 для которых выполняется условие (4.1) при т > 1 и п>1.
Пример
Анализатор спектра в диапазоне 10 МГц...5 ГГц преобразует входной сигнал на высокую первую промежуточную частоту 5,8 ГГц с помощью сигнала гетеродина, перестраиваемого от 5,81 до 10,8 ГГц. Сигнал с частотой 3,87 ГГц прикладывается ко входу анализатора спектра и отображается на этой же частоте 3,87 ГГц.
Одновременно в первом смесителе анализатора спектра вырабатываются гармоники входного сигнала высокого порядка. Например, третья гармоника имеет частоту 11,61 ГГц. Если анализатор настроен на входную частоту 10 МГц, то частота гетеродина равна 5,81 ГГц.
В этом случае третья гармоника входного сигнала преобразуется на ПЧ:
/пч =VBX + /гет = 3 3,87ГГц-5,81ГГц-5,80ГГц.
Входной сигнал на частоте 3,87 ГГц вызывает также ложный отклик на частоте 10 МГц на отображаемом спектре.
Такие ложные отклики, по идее, являются неустранимыми. Чтобы предотвратить влияние вырабатываемых ложных сигналов на отображаемый спектр, должны соблюдаться чрезвычайно строгие требования для первого смесителя анализатора спектра относительно линейности, особенно на точки пересечения. В то же самое время уровень сигнала смесителя не должен быть слишком высок, что выполняется соответствующей установкой ВЧ-ослабления.
136
Основы спектрального анализа
5.7.	Паразитное прохождение сигнала гетеродина
В пассивных смесителях, которые используются в анализаторах спектра для первого преобразования частоты входного сигнала, сигнал гетеродина может проникать в тракт ПЧ из-за ограниченной развязки трактов. Описанная структурная схема анализатора (см. вкладку в конце книги) показывает, что если преобразованию подлежат очень низкочастотные сигналы (типа 9 кГц), то частота сигнала гетеродина (3476,409 МГц в нашем примере) почти соответствует первой ПЧ. Поэтому, в особенности при больших полосах разрешения (0Д8пч > /вх), сигнал гетеродина, просочившийся в тракт ПЧ, будет только немного ослаблен фильтром ПЧ. Затем сигнал гетеродина поступает на детектор и воспроизводится на дисплее (рис. 5.23). Этот эффект называется паразитным прохождением сигнала гетеродина. Из-за фазовых шумов сигнала гетеродина индицирумый средний уровень шума вблизи минимальной начальной частоты увеличивается и в результате
RBW 20 kHz	RF АТТ 10 dB
Ref Lvl	VBW 2 kHz
Рис. 5.23. Паразитное прохождение сигнала гетеродина как функция выбранной полосы разрешения
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
137
чувствительность в этом частотном диапазоне уменьшается. Обычно паразитное прохождение сигнала гетеродина не оговаривается четко в технических данных. Его, однако, можно различить из индицируемого уровня шумов в частотном диапазоне вблизи нулевой частоты.
Паразитное прохождение сигнала гетеродина может быть уменьшено снижением полосы разрешения, как показано на рис. 5.23.
Для анализаторов спектра, имеющих очень низкую границу входной частоты, как, например, 20 Гц, это возможно только в ограниченной степени. Из-за очень узкой полосы разрешения, требуемой для снижения паразитного прохождения сигнала гетеродина, время развертки существенно возрастает. Поэтому в такие анализаторы часто приходится встраивать сложные цепи, чтобы снизить паразитное прохождение.
Сигнал гетеродина может, например, подаваться в ПЧ тракт в противофазе, вызывая тем самым частичную компенсацию и подавление сигнала гетеродина.
5.8.	Характеристики фильтров
Основные характеристики и различные методы реализации разрешающих фильтров были уже описаны в разд. 4.2. В дополнение к коэффициенту формы, который определяет характеристики избирательности, важнейшую роль играют минимальная и максимальная полосы разрешения анализатора спектра. Для измерений, требующих высокой чувствительности, необходимы очень узкие полосы разрешения (см. разд. 5.1), в то время как для импульсных измерений и измерений во временной области (разд. 6.2 и 6.3) необходимы очень широкие полосы разрешения.
Для обеспечения короткого времени развертки, выгоднее использовать для узких полос разрешения БПФ-фильтры. Однако, очень важно, чтобы имелась возможность выбора между аналоговыми и цифровыми фильтрами, поскольку может оказаться невозможным, к примеру, выполнять импульсные измерения с БПФ-фильтрами (разд. 3.1).
Точность установки полосы важна для таких применений, где уровень измеряемого сигнала нормируется на полосу измерений. Точность обычно нормируется в процентах. Метод учета погрешности полосы при определении точности измерений описан детально в разд. 5.10.
138
Основы спектрального анализа
5.9.	Точность частоты
Гетеродины в современных анализаторах спектра синхронизируются по стабильному опорному генератору через систему ФАПЧ. Поэтому точность частоты анализатора спектра соответствует точности опорного сигнала и на нее действует температурная и долговременная стабильность опорного генератора.
На частоте 10 МГц опорные генераторы обычно выполняются как температурно-компенсированные кварцевые генераторы (ТККГ) или как термостатированные кварцевые генераторы (ТСКГ). Генерируемая опорная частота зависит от окружающей температуры и меняется за счет старения элементов в процессе работы. Для обеспечения высокой абсолютной точности частоты анализатора спектра сигнал опорной частоты должен в небольших пределах регулироваться. В современных анализаторах спектра пользователь может осуществлять эту регулировку с помощью цифроаналогового преобразователя (ЦАП), осуществляя подстройку по счетчику частоты или по сигналу известной частоты.
На рис. 5.24 показан фрагмент проспекта с характеристиками точности частоты анализатора спектра. Делается различие между точностью базового прибора и точностью опционально встраиваемого ТСКГ. Как можно видеть, при использовании ТСКГ реализуется намного более высокая температурная стабильность и достигается намного меньший температурный дрейф. Общая частотная ошибка складывается из температурного дрейфа и долговременной стабильности. Однако долговременная стабильность эффективна только, когда прибор постоянно остается включенным. Если прибор (или ТСКГ) выключить, а потом вновь включить, то произойдет новый процесс установления частоты [5.4], из-за чего частота генератора приобретет другое значение.
Internal reference frequency (nominal)
Aging per year °
Temperature drift (+5 °C to 45 °C)
with optional OCXO
Aging per year
Temperature drift (+5 °C to 45 °C)
1- IO'6
1 • 10 b
1•10'7
1 • 10 8
1 After 30 days of operation.
Puc. 5.24. Типовые характеристики точности частоты анализатора спектра
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
139
5.10.	Точность измерения уровня
Измерения уровней сигнала всегда содержат в себе некоторую погрешность. В случае измерения уровней с помощью анализаторов спектра, эта погрешность вносится отдельными компонентами. Поэтому анализаторы спектра калибруются прямо на заводе до их поставки и при калибровке измеряются ошибки отдельных компонентов, которые сохраняются в виде поправок. Эти поправки учитываются в индицируемом уровне, так что точность измерений повышается.
Поскольку характеристики анализатора сами по себе подвержены температурному дрейфу и старению, большинство анализаторов содержат внутренний температурно-стабилизированный источник сигнала (43), а также функции автоподстройки, позволяющие определить особо критические ошибки в процессе работы и обеспечить необходимые коррекции.
Тем не менее, чтобы обеспечить минимальные ошибки уровня, необходимы калибровки через определенные интервалы времени (обычно у производителя), даже если анализатор имеет источник калибровочного сигнала, используемый для автоподстройки, поскольку такой источник обладает старением, хотя и незначительным, а некоторые параметры, например, частотную характеристику, можно проконтролировать только с помощью внешней измерительной аппаратуры. Интервалы времени для калибровки у изготовителя рекомендованы в технических характеристиках анализатора.
Калибровка изготовителем также содержит некоторые измерительные погрешности, которые влияют на в результаты калибровки. Эти погрешности указываются как максимально возможный уровень ошибки в технических данных анализатора спектра. Отдельные источники ошибок поясняются далее. Систематические ошибки измерений из-за недостаточного отношения сигнал/шум при этом обычно во внимание не принимаются. Они будут обсуждаться отдельно и в деталях в конце этого раздела.
5.10.1.	Компоненты ошибок
Ошибка абсолютного уровня
Полный коэффициент усиления тракта обработки аналогового сигнала анализатора спектра может меняться из-за температурного дрейфа или старения. Для коррекции результирующей ошибки уров
140
Основы спектрального анализа
ня на вход анализатора спектра должен быть подан сигнал (до ВЧ-ат-тенюатора), как показано на структурной схеме на вкладке в конце книги. Если уровень этого сигнала известен, может быть определен действительный коэффициент передачи аналоговых каскадов и ошибка уровня за счет температурного дрейфа или старения может быть скомпенсирована. Как предварительное условие, уровень сигнала должен быть постоянным во всем температурном диапазоне анализатора. Стабильность встроенного источника сигнала, используемого для автоподстройки, является определяющим фактором для абсолютной точности анализатора.
Для прецизионного измерения уровня в температурном диапазоне вызывается функция автоподстройки после времени прогрева, указываемого в технических данных (обычно 30 мин). Эта функция позволяет определить и скорректировать в процессе измерений ошибки, описанные выше.
Max. uncertainty of level measurement		
	at 128 MHz, P30dBm	<0,2 dB (o = 0,07 dB) (RF attenuation 10 dB, RBW 10 kHz, ref. level P20 dBm) Frequency response <50 kHz	<+0.5/P1.0dB 50 kHz to 3 GHz	<0.5 dB (o - 0.17 dB) 3 GHz to 7 GHz	<2.0 dB (o = 0.7 dB) Frequency response with electronic attenuator switched on 10 MHz to 3 GHz	<1 dB (o = 0.33 dB) 3 GHz to 7 GHz	<2.0 dB (o = 0.7 dB) Attenuator	<0.2 dB (o = 0.07 dB) Reference level switching	<0.2 dB (o = 0.07 dB) Display nonlinearity LOG/L1N (S/N >16 dB) RBW<100kHz 0 dB to -70 dB	<0.2 dB (o = 0.07 dB) -70 dB to -90 dB	<0.5 dB (o = 0.17 dB) RBW >300 kHz 0 dB to -50 dB	<0.2 dB (o = 0.07 dB) -50 dB to -70 dB	<0.5 dB (o = 0.17 dB) Bandwidth switching uncertainty (ref. to RBW = 10 kHz) 10 Hz to 100 kHz	<0.1 dB (o = 0.03 dB) 300 kHz to 10 MHz	<0.2 dB (o = 0.07 dB) 1 Hz to 3 kHz FFT	<0.2 dB (o = 0.03 dB)	
		
Рис, 5.25. Типовые технические данные для ошибок измерения уровня анализатора спектра
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
141
Частота сигнала, используемого для автоподстройки, обычно выбирается постоянной, т. е. коэффициент передачи каскадов обработки сигнала, включая первый смеситель, может определяться только на одной частоте. Поэтому абсолютная ошибка уровня справедлива только на этой частоте (в нашем примере 128 МГц). Погрешность измерений увеличивается на величину, определяемую неравномерностью частотной характеристики, если измерения выполняются на другой частоте.
Поскольку различные параметры, такие как выбранная полоса ПЧ, ВЧ-ослабление, коэффициент усиления по ПЧ (установленный через опорный уровень) и линейность логарифмического усилителя, также влияют на точность, они указываются в технических данных в качестве параметров.
Характеристики из приведенного выше проспекта относятся к уровню -30 дБм (соответствует уровню источника калибровочного сигнала), ВЧ-ослаблению 10 дБ, опорному уровню -20 дБм и полосе разрешения 10 кГц.
Частотная характеристика
Ошибки измерения уровня из-за неравномерности частотной характеристики вносятся в общую ошибку измерения, если эти измерения выполняются для другой частоты по сравнению с частотой калибровки (в нашем примере 128 МГц).
Для частотных диапазонов, в которых в тракт сигнала анализатора включается ЖИГ-фильтр (в нашем примере выше 3 ГГц), для достижения паспортных характеристик часто необходимо выполнять дополнительные условия. Из-за наличия магнитных цепей ЖИГ-фильтр обладает гистерезисом, а также некоторым температурным дрейфом центральной частоты. Поэтому не всегда возможно производить измерения точно в одной и той же точке передаточной характеристики, т. е. вносимые фильтром потери изменяются в полосе пропускания.
Поэтому в анализаторах спектра часто предусматривают т. н. функцию максимизаций. Если на вход анализатора спектра подается сигнал, то эта функция максиммизации может использоваться для точной подстройки центральной частоты на максимум уровня сигнала, что обеспечит более высокую точность фиксации уровня.
В течение этого процесса точной подстройки ЖИГ-фильтр перестраивается в очень малом частотном диапазоне с относительно
142
Основы спектрального анализа
низкой скоростью. Из-за инерционности ЖИГ-фильтров измерения опять производятся не точно в той точке, которая была бы получена при точной подстройке, особенно при очень высоких скоростях развертки. При очень коротких периодах развертки (<10мс/ГГц в нашем примере) из-за этого появляется дополнительная ошибка.
Ошибка линейности дисплея
Ошибка линейности содержит информацию о нелинейности дисплея. В идеальном случае вариация уровня входного сигнала на п дБ вызывает вариацию индицируемого уровня на п дБ. Ошибка линейности дает максимальное отклонение от ожидаемой вариации индицируемого уровня.
При логарифмической шкале индицируемых уровней эту ошибку, главным образом, определяет логарифмический усилитель. Часто максимальная ошибка указывается для определенного диапазона уровней относительно опорного уровня. Рисунок 5.25, например, соответствует ошибке < 0,2 дБ для индицируемых уровней, которые максимум на 70 дБ ниже опорного уровня при полосе разрешения < 100 кГц. Если уровень меняется в этом диапазоне, то индицируемый уровень отличается от реального не более, чем на указанную ошибку.
Обычно принято указывать максимальную общую ошибку линейности как функцию от индицируемого уровня, нормированного к опорному уровню.
Например, максимальная ошибка линейности для диапазона уровней от 0 дБ до уровня, на 70 дБ ниже опорного уровня, равна 0,3 дБ + 0,0 Г (разность с опорным уровнем). Соответственно, ошибка индикации сигнала (при индицируемом уровне на 70 дБ ниже опорного уровня) равна 0,3 дБ + 0,01 • 70 дБ = 1 дБ.
Ошибка уровня, указываемая таким путем, особенно важна для измерений абсолютного уровня. Для измерений относительного уровня представляет интерес отклонение индицируемой вариации уровня от ожидаемой вариации уровня, и оно должно указываться отдельно. Обычно указывается максимальная ошибка при определенной вариации уровня. Например, обозначение 0,4 дБ/4 дБ соответствует девиации 0,4 дБ при изменении уровня 4 дБ.
В режиме линейной шкалы отображения ошибка линейности устанавливается в процентном отношении к опорному уровню.
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
143
Ошибка аттенюатора
Установки аттенюатора могут приводить к ошибкам. В современных приборах эта ошибка определяется в процессе процедуры автоподстройки и соответственно корректируется индицируемый уровень. Значение, указываемое для ошибки аттенюатора, рассматривается как остаточная ошибка из-за долговременных эффектов, например, дрейф из-за изменений температуры.
Ошибка усиления по ПЧ или ошибка установки опорного уровня
Подобно установке аттенюатора, установка усиления тракта ПЧ также является источником ошибок. Поскольку усиление ПЧ может быть установлено только косвенно через опорный уровень, ошибка часто нормируется по ошибке установки опорного уровня. В дополнение к указанию максимальной ошибки, как показано на рис. 5.25, ошибка часто указывается как функция установки опорного уровня.
Например, максимальная ошибка установки опорного уровня для опорного уровня -20 дБм равна 0,3 дБ. Для других опорных уровней ошибка равна 0,3 дБ + 0,01- (разность с опорным уровнем, равным -20 дБм). Если опорный уровень установлен на +10 дБм, то максимальная ошибка установки опорного уровня равна
0,3 дБ + 0,01 [+10 дБм - (-20 дБм)] - 0,6 дБ.
Ошибка переключения полосы
При переключениях между разными значениями полосы разрешения возникают погрешности в уровнях, которые необходимо принимать во внимание. Подобно ошибкам аттенюатора или ошибкам в коэффициенте усиления тракта ПЧ, эта погрешность может быть определена в процессе процедуры автоподстройки и скомпенсирована путем коррекции. Указанная ошибка соответствует остаточной погрешности, вызванной долговременными эффектами, такими как температурный дрейф.
Влияние ошибок полосы
Ошибки полосы понимаются как отклонение действующего значения полосы разрешения от установленного значения. Указанная ошибка полосы 5% означает, что, например, при установленной полосе разрешения 10 кГц реальная полоса может находиться между 9,5 и 10,5 кГц. Эта ошибка важна только для таких применений, при
144
Основы спектрального анализа
которых измеряемая мощность должна быть отнормирована к полосе измерений или полоса измерений должна быть известной для дальнейших вычислений. Это, например, относится к случаю измерения фазовых шумов или измерений мощности в канале (раздел 6.3). Результирующий уровень ошибки может, в свою очередь, быть рассчитан из ошибки полосы в процентах. Для шумовых или шумоподобных сигналов имеет место соотношение:
Lrbiv /дБ=101оё|1-Ау00/%|	(5.43)
где	- ошибка уровня из-за ошибки полосы; Д РЙИГ - ошибка
KdW	1	7 KdW
полосы.
Ошибка из-за рассогласования
Идеальный анализатор спектра с коэффициентом отражения по входу, равным нулю, полностью потребляет поступающую на вход мощность, независимо от выходного импеданса источника сигнала.
Однако коэффициент отражения на входе реального анализатора спектра больше нуля, так что всегда имеется рассогласование. Тем самым результаты измерения зависят и от выходного коэффициента отражения источника сигнала, который обычно больше нуля. Погрешность измерений М погр из-за рассогласования определяется так:
М погр =100{(1±гистгнагр)2-1}	(5.44)
где Мпогр - погрешность измерений, %; гист - величина коэффициента отражения от источника сигнала; гнагр - коэффициент отражения анализатора спектра.
Применяется следующая аппроксимация:
Л/погр ® ±200гист гнагр.	(5.45)
Ошибки уровня в анализаторах спектра указываются в децибелах. Уравнение (5.44) можно переписать в виде:
ААрасс =201og(l - гистгнагр),	(5.46)
где ДЛрасс - ошибка уровня из-за рассогласования, дБ.
Согласование по входу анализатора спектра или согласование по выходу испытуемого устройства часто устанавливается по коэф
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
145
фициенту стоячей волны по напряжению (КСВН) или по обратным потерям. Основываясь на подобном подходе, можно вычислить соответствующие коэффициенты отражения по следующим формулам:
1 ’
5 +1
где г - коэффициент отражения; s - КСВ и
flo6p
Г=1(Р%
где яобр - обратные потери, дБ.
Подставляя уравнение (5.47) в уравнение (5.46), получаем:
А£расс =20log I-
(5.48)
Улучшение входного согласования
Входное ослабление анализатора спектра всегда должно быть установлено, по крайней мере, на Ю дБ, если чувствительность достаточная. В этом случае первый смеситель будет защищен от повреждения слишком большим входным сигналом и согласование по входу улучшится. Например, если идеальный аттенюатор с ослаблением a = 6 дБ подключен до исследуемого четырехполюсника, имеющего потери на отражение по входу яотр= 10 дБ, то общие потери на отражение яотр общ равны яотр + 2а или 22 дБ. На рис. 5.26 показан анализатор спектра с подключенным аттенюатором.
Потери на отражение реального аттенюатора, включая потери в переключаемом аттенюаторе анализатора спектра, ограничены, так что теоретические значения улучшения не могут достигаться ни при каких условиях. Согласование на входе аттенюатора обычно много лучше согласования на входе широкополосного первого смесителя. Это особенно заметно для испытываемых устройств с плохим согла-
L
Анализатор спектра
Аттенюатор
Рис. 5.26. Улучшение входного согласования анализатора спектра выключением аттенюатора перед анализатором
146
Основы спектрального анализа
сованием по выходу, когда точность измерения уровня может рази-тельно нарастать при установке аттенюатора >10 дБ.
В анализаторах спектра ВЧ-ослабление обычно может быть связано с опорным уровнем. Поэтому в таком связанном режиме минимальное ВЧ-ослабление 10 дБ устанавливается по вышеуказанным причинам даже для очень низких опорных уровней.
5.10.2.	Расчет общей погрешности измерений
Вклад различных источников ошибки в общую погрешность измерений зависит от типа измерений. В следующих разделах описаны источники ошибок, для часто встречающихся измерений.
Измерение абсолютного уровня
Если необходимо измерять абсолютный уровень синусоидального сигнала, то при определении общей погрешности измерений обычно учитывают вклад следующих факторов.
•	Ошибка абсолютного уровня.
•	Неравномерность частотной характеристики
(только если частота сигнала заметно отличается от частоты внутреннего источника калибровочного сигнала).
•	Ошибка аттенюатора
(только если установка аттенюатора отличается от установленного значения, указанногодля абсолютной ошибки в технических данных).
•	Ошибка усиления тракта ПЧ
(только если установленный опорный уровень отличается от значения, указанного для абсолютной ошибки в технических данных).
•	Ошибка линейности
(ошибка линейности, которую необходимо принимать во внимание, зависит от отклонения уровня входного сигнала от опорного уровня).
•	Ошибка переключения полосы
(только если установка полосы отличается от значения, указанного для абсолютной ошибки в технических данных).
Дополнительная ошибка полосы должна приниматься во внимание при шумовых измерениях или измерениях мощности в канале.
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
147
Измерение относительного уровня
При измерении разницы уровней двух синусоидальных сигналов необходимо принимать во внимание следующие составляющие ошибки.
•	Неравномерность частотной характеристики
(только если частота сигнала сильно отличается от измерения к измерению).
•	Ошибка аттенюатора
(если установка аттенюатора не меняется в процессе измерений, то этой ошибкой можно пренебречь).
•	Ошибка усиления тракта ПЧ
(если опорный уровень не меняется в процессе измерений, эту ошибку можно игнорировать).
•	Ошибка линейности
•	Ошибка переключения полосы
(если полоса не меняется в процессе измерений, то эту ошибку можно игнорировать).
Дополнительная ошибка полосы должна быть принята во внимание при шумовых измерениях или измерениях мощности в канале, если полоса разрешения меняется между измерениями.
Полоса разрешения, установка аттенюатора (ослабление ВЧ) и опорный уровень не должны изменяться в процессе измерений для того, чтобы минимизировать ошибку измерения относительного уровня. При этом только ошибка линейности и неравномерности частотной характеристики будут обеспечивать вклад в общую погрешность измерений.
Таблица 5.2 показывает вклады в ошибку, которые необходимо учитывать в процессе типовых измерений. Максимальная ошибка (ошибка наихудшего случая) может быть рассчитана из отдельных вкладов простым суммированием этих вкладов для существенных параметров. Вычисленная максимальная ошибка имеет доверительный уровень 100%, так что действующая ошибка измерений никогда не превышает рассчитанные пределы ошибки.
На практике максимальная ошибка редко используется. Если общая погрешность является суммой отдельных ошибок, являющихся результатом полностью независимых источников, то мала вероятность того, чтобы все отдельные ошибки возникли при измерениях
Вклады в погрешность при типичных измерениях с помощью анализаторов спектра
Таблица 5.2
Измерение Вклад в погрешность	х^	Абсолютный уровень непрерывного сигнала	Гармонические искажения	Интермодуляционные продукты 3-го порядка(вблизи от несущей)	Перехват 3-го порядка	Мощность в канале	Относительная мощность соседнего канала	Зависимость мощности от времени для сигналов TDMA (множественный доступ с временным разделением), относительная	Фазовый шум вдали от несущей при изменении ВЧ-ослабления и опорного уровня	Фазовый шум вблизи от несущей
Абсолютная погрешность	•			•	•				
Неравномерность частотной характеристики	•	•		•	•				
Погрешность за счет ослабления	•			•	•			•	
Погрешность коэффициента усиления по ПЧ	•			•	•			•	
Погрешность за счет нелинейности	•	•	•	•	•	•	•	•	•
Погрешность за счет переключения полосы	•			•	•				
Погрешность из-за полосы					•	•		•	•
Погрешность за счет ограниченного числа выборок					•	•			
Погрешность за счет рассогласования	•	•		•	•				
Основы спектрального анализа
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра	149
одновременно при своих максимальных значениях и при одинаковых знаках.
Гораздо более реалистично вычислить общую погрешность с меньшим доверительным уровнем, который обычно составляет 95% или 99%. Такое вычисление допустимо, если общая погрешность складывается из нескольких вкладов одинаковой величины.
Распределение вкладов отдельных ошибок зависит от типа ошибок. Последующие обсуждения основаны на [5.5].
Для случайных ошибок, которые соответствуют всем перечисленным выше ошибкам, за исключением ошибок рассогласования, предполагается прямоугольное распределение. Дисперсия а2 отдельных ошибок определяется так:
где а2 - дисперсия; a - максимальная систематическая ошибка, дБ.
Если в проспекте для ошибки уровня задан не наихудший случай, а некоторый доверительный уровень, то дисперсия рассчитывается из этого значения. Имеет место соотношение:
? (a V
а2 = —,	(5.50)
I М
где а2 - дисперсия; ядов - номинальная ошибка в виде некоторого доверительного уровня или стандартной погрешности, дБ.
Значение к зависит от доверительного уровня того значения, которое указано в проспекте. Имеет место следующее соотношение:
к = 42erfinv(	(5.51)
<100 )
где erfinv - инверсная функция ошибки; ДУ - доверительный уровень, %.
На рис. 5.27 показан параметр к как функция доверительного уровня. Обычно доверительному уровню, равному 95%, соответствует значение к = 1,96, а для вероятности 99% - значение к = 2,58.
В некоторых случаях стандартная погрешность 5 указывается в дополнение к ошибке уровня. Это делает ненужным расчет по урав-
150
Основы спектрального анализа
Рис. 5.27. Коэффициент запаса к как функция доверительного уровня а - доверительный уровень 0-100%;
б - доверительный уровень 90-100%) (увеличено)
нению (5.50). Дисперсия может быть рассчитана из указанной стандартной погрешности простым возведением в квадрат.
Ошибки полосы обычно указываются в процентах. Имеет место соотношение:
<10-logfl+Адй>г —
о2 =-_________
3
(5.52)
где а2 - дисперсия; RBW - ошибка полосы, %.
Ошибки из-за рассогласования имеют U-образное распределение. Дисперсия с2 определяется формулой:
2
q2 = {201og(l-rHCTrHarp)}2
°	2
<20 log 1-
ИСТ	1	НаГР	1
ист	1	натр	1
2
(5.53)
где о2 - дисперсия; гист - коэффициент отражения источника сигнала; гнагр - коэффициент отражения анализатора спектра; 5ист -КСВН источника; 5нагр - КСВН анализатора спектра.
Коэффициент отражения можно рассчитать по уравнению (5.47).
Общая стандартная погрешность о общ может быть вычислена из значений дисперсии отдельных распределений по формуле:
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
151
° общ =7а? +^2+-’
(5.54)
Таблица 5.3
Расчет дисперсии распределения указываемой составляющей ошибки
Ошибка	
Погрешность абсолютного уровня	(5 49) а2 = — и	и 3 (5 50)
Частотная характеристика	
Погрешность из-за ослабления	
Погрешность коэффициента усиления по ПЧ	
Погрешность за счет линейности	
Погрешность за счет переключения полосы	
Погрешность из-за полосы	(ю-log f 1 -ь Л^ /О/о |1 , _ 1 Ч 100 JI о -	з	(5.52)
Погрешность за счет рассогласования	2 _ {201од(1-гист гнагр)}2 о -	2	(5.53)
Она имеет доверительный уровень 68% (рис. 5.27, а). Для определения ошибки при некотором другом доверительном уровне аобщ должна быть умножена на коэффициент к. который можно определить из рис. 5.27. Для доверительного уровня 95% к= 1,96, а для 99% к = 2,58.
Пример
Для измерения абсолютного уровня синусоидального входного сигнала частотой 1 ГГц (выходной КСВН источника сигнала 1,2 : 1) общая погрешность измерений должна быть определена при доверительном уровне 95%. Полоса разрешения анализатора спектра установлена равной 30 кГц, ВЧ-ослабление равно 20 дБ и опорный уровень равен 0 дБм. Уровень сигнала примерно на 20 дБ ниже опорного уровня.
Какие ошибки вносят вклад в общую погрешность измерений? Это:
•	абсолютная ошибка;
•	неравномерность частотной характеристики;
•	ошибка аттенюатора;
•	ошибка усиления ПЧ тракта;
•	ошибка линейности;
•	ошибка переключения полосы.
152
Основы спектрального анализа
Поскольку на входе действует синусоидальный сигнал, ошибка полосы не влияет на общую погрешность измерений.
Требуемые для расчета данные берутся из технических характеристик анализатора спектра:
	Указанная ошибка	Дисперсия
Абсолютная ошибка	0,2 дБ	13,3 • кг3
Неравномерность частотной характеристики	0,5 дБ	83,3 • 10“3
Ошибка аттенюатора	0,2 дБ	13,3 • 10~3
Ошибка усиления ПЧ тракта	0,2 дБ	13,3 • 10“3
Ошибка линейности	0,2 дБ	13,3 • 10‘3
Ошибка переключения полосы	0,1 ДБ	3,3 • 10“3
Ошибка рассогласования КСВН на входе анализатора спектра	1,5	
КСВН на выходе источника сигнала	1,2	1,27 • 10’3
Общая стандартная погрешность может быть рассчитана из значений дисперсии с помощью уравнения (5.54), что дает о общ = 0,39. Общая ошибка измерений 0,76 дБ находится при доверительном уровне 95% умножением стандартной погрешности на коэффициент 1,96.
Error Calculation for Rohde & Schwarz Spectrum Analyzers
		s = stand, uncertainty	specified error	variance	contribute
Inherent errors	unit	w> worst case		<7,2	y«yes,n>no
Absolute error 120 MHz	dB	W	0.3	0.03	У
Frequency response	dB	w	0.2	0.01	У
Input attenuator	dB	W	0.2	0.01	У
If gain	dB	w	0.2	0.01	У
Log linearity	dB	w	0.2	0.01	У
Bandwidth switching error	dB	w	0.2	0.01	У
Bandwidth error	%		10.00	0.07	У
Combined variance		<7^ -ff' + <7, + ... + <7;		0.17	
Combined standard uncertainty		a = yjo		0.41	
Total error	(95% confidence level)	dB			0.80	
(99% confidence level)	dB			1.05	
Error due to source mismatch		a  return loss / dB v«VSWR	specified values		
VSWR of SA		V	3.1		
VSWR of DUT		V	1.57	0.55	
Combined vanance Combined standard uncertainty		<7^, = o'i + ^2 + - ♦		0.71	
	dB	а ы		0.85 1.66	
Error including source mismatch (95%)					
(99%)	dB			2.18	
Puc, 5.28, Электронная таблица FSP_ERR.XLS
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
153
Для упрощения таких расчетов ошибки можно использовать электронную таблицу в пакете MS Excel* 5.0 (файл FSP_ERR.XLS, рис. 5.28), которая находится на сайте компании R&S (www.rohde-schwarz.com).
Структура электронной таблицы FSP_ERR.XLS
Все входные поля в таблице раскрашены в желтый цвет. Поля для промежуточных и результирующих общих уровней раскрашены в светло- и темно-синий.
1.	В этом поле вы можете выбрать или значения, помеченные цифрой (2), являющиеся пределами абсолютной ошибки (наихудший случай), или стандартную погрешность.
2.	Входные поля для ошибок из проспекта.
3.	Выходные данные о значениях дисперсии, вычисленных для входных значений.
4.	Вы можете выбрать, является ли ошибка, вводимая в поле 2, подлежащей учету при расчете общей ошибки. Таким образом, очень легко проигнорировать составляющие ошибки, без необходимости устанавливать значение в поле 2 равным нулю.
5.	Выходное значение вычисленной общей ошибки с доверительным уровнем 95 или 99%. В этом результате не учитываются ошибки рассогласования.
6.	Вы можете выбрать, вводить рассогласование испытываемого устройства или же анализатора спектра (вводится как КСВН (у) или как потери на отражение (я)).
7.	Входное поле для указанного максимального рассогласования испытываемого устройства или анализатора спектра.
8.	Выходное поле для рассчитанной общей ошибки с доверительным уровнем 95 или 99%. Все источники ошибок учитываются в этих результатах.
5.10.3.	Ошибка из-за низкого отношения сигнал/шум
Сигналы, воспроизводимые анализатором спектра, являются суммой сигналов входных источников (S) и наложенных тепловых шумов (N). Если уровень сигнала высок относительно шума, то это не имеет неблагоприятных последствий, поскольку относительная вариация результирующего уровня из-за наложенного шума мала.
154
Основы спектрального анализа
Измерения уровня сигналов с низким отношением сигнал/шум, однако, приводят к ошибке, которой пренебречь нельзя.
Ошибка может быть скорректирована, если отношение между общей мощностью сигнала плюс шума и мощностью собственного шума известно. Сначала на частоте измерений определяется мощность теплового шума без входного сигнала. Затем при тех же установках анализатора спектра измеряется уровень входного сигнала, включая наложенный шум, и вычисляется отношение (5 + N)/N. Как описано далее, теперь может быть найден коэффициент коррекции и произведено вычитание из общего измеренного уровня мощности (S + N), чтобы найти правильный уровень сигнала (5). При этом следует принять во внимание как тип входного сигнала, так и тип используемого детектора.
Для увеличения точности измерений необходимо сгладить кривую, используя подходящие методы.
Детектор среднеквадратического значения
При использовании среднеквадратического детектора измеряется эффективное значение мощности в двух случаях, а именно измерение мощности теплового шума и измерение уровня входного сигнала с наложенным шумом. Как уже объяснялось при рассмотрении предела чувствительности (разд. 5.1), входной сигнал с уровнем, соответствующим уровню теплового шума, вызывает превышение над шумом на 3 дБ. Соответственно, корректирующее значение для (5 + N)/N= 3 дБ равно 3 дБ. Имеет место следующее соотношение:
(5.55)
где с N - корректирующий коэффициент, дБ; ——— - измеренное отношение между общей мощностью сигнала и мощностью шума, дБ.
Пример
Канальная мощность слабого сигнала с цифровой модуляцией должна быть сначала измерена, а затем результаты скорректированы. Для определения мощности в канале анализатор спектра имеет специальную измерительную функцию. Полоса канала равна 4,096 МГц.
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
155
Общая мошность/собственный шум / дБ
Рис. 5.29. Коэффициент коррекции cN как функция общей мощности/ мощности собственного шума [(S + N)/N] при измерениях шумовых или шумоподобных сигналов с использованием детектора среднеквадратических значений
Из-за того, что сигнал является шумоподобным, для измерений используется среднеквадратический детектор.
Шаг 1: измерение общей мощности (S + N) в данном канале:
S + N= -81,95 дБм (рис. 5.30, а).
Шаг 2: измерение собственного шума (7V) в данном канале:
N= -86,08 дБм (рис. 5.30, б).
Шаг 3: расчет отношения между общей мощностью и собственным шумом (S+N)/N:
(S + N)/N = -81,95 -(-86,08 дБм) = 4,13 дБ.
Шаг 4: определение корректирующего коэффициента [из уравнения (5.55) или рис. 5.29]:
cN = 2,2 дБ.
Шаг 5: расчет уровня сигнала из уровня общей мощности:
S = (5 + N) - cN = -81,95 дБм - 2,2 дБ = -84,15 дБм.
Детектор выборки
Индицируемый уровень шумовых или шумоподобных сигналов оказывается слишком малым, если используется детектор выборки, а усреднение идет по логарифмической шкале. Однако синусои-
156
Основы спектрального анализа
Тх Channel
Power	-81 95 dBm Bandwidth	4 096 MHz
Reference	0 00 dBm
Center 2.2 GHz
1 MHz /
Span 10 MHz
Tx Channel Power
-86.08 dBm
Bandwidth
Re f erence
4 096 MHz
0.00 dBm
Puc. 5,30. Измерение мощности в канале Измерение общей мощности (а) и собственного шума (б)
дальние сигналы не подвержены действию этого эффекта. Поэтому коэффициент коррекции, который необходимо использовать, зависит от типа входного сигнала.
Если измерения выполняются на шумовых сигналах, то индицируемый уровень как входного сигнала, так и собственного шума оказывается на 2,5 дБ ниже. Результирующее отношение между общей мощностью и собственным шумом соответствует результату, который получился бы для среднеквадратического детектора. Коэффициент коррекции можно рассчитать по уравнению (5.55) или найти из рис. 5.29.
5 Рабочие характеристики анализаторов спектра
157
Если входной сигнал соответствует дискретной спектральной линии, например, является синусоидальным, то измеряемый уровень не искажается детектором выборки и усреднением по логарифмической шкале уровней, но поскольку для собственного шума индицируется пониженный уровень, то отношение общей мощности и собственного шума оказывается завышенным по сравнению с использованием среднеквадратического детектора. Коэффициенты коррекции, рассчитанные по уравнению (5.55), оказываются неверными. Поэтому в подобных случаях рекомендуется использовать среднеквадратические детекторы.
5.11. Время развертки и частота обновления
Минимальное время развертки, т. е. минимальное время, требуемое для измерения определенного частотного диапазона, определяют различные факторы.
•	Полоса разрешения и видеополоса.
•	Время установки гетеродина.
•	Обработка данных.
•	Скорость выборки АЦП.
•	Максимальная скорость развертки ЖИГ-фильтра, если он используется.
Зависимость времени развертки от диапазона качаний, полосы разрешения и видеополосы описана в разд. 4.6 «Зависимости настроек». Как там указывалось, требуемое минимальное время развертки возрастает с уменьшением полосы разрешения, так что для этих случаев рекомендуется использование БПФ-фильтров, если их использование разрешено конкретной задачей измерений.
Но даже при очень больших полосах разрешения и видеополосах время развертки не может быть уменьшено ниже определенных пределов. Для установки гетеродинов и сбора измеренных данных всегда требуется некоторое минимальное время, которое, в свою очередь, зависит от установки диапазона качаний, так что существует предел (в нашем примере 2,5 мс), ниже которого нельзя работать даже при наиболее благоприятных условиях.
В случае больших диапазонов качаний на минимальное время развертки дополнительно влияет допустимая скорость перестройки гетеродина. Для описываемого здесь анализатора, например, время
158
Основы спектрального анализа
развертки, требуемое для отображения диапазона в 1 ГГц, равно 5 мс. При использовании в анализаторе следящего ЖИГ-фильтра для режекции частоты зеркального канала (в диапазоне выше 3 ГГц для описываемого анализатора) время развертки еще больше снижается за счет «инерции» магнитной цепи перестройки. В этих случаях времена развертки, меньшие 6 мс при диапазоне индикации 1 ГГц, вряд ли могут быть реализованы.
Таблицы технических данных содержат минимальное время развертки, которое достигается при наиболее благоприятных условиях, таких как большая полоса разрешения и видеополоса, а также малые диапазоны качаний в диапазоне частот, для которых следящий ЖИГ-фильтр не требуется. В нашем примере, при подобных условиях можно достигнуть времени развертки 2,5 мс.
Если анализатор спектра остается настроенным на фиксированную частоту в процессе измерений, что обычно называется нулевыми качаниями, то минимальное время измерений зависит только от процесса сбора данных анализатором. Минимальное время измерений, достижимое в этом режиме, очень мало (1 мкс в нашем примере).
Существенным критерием качества в этом режиме является разрешение по времени. Это минимальное время между двумя выборками (в нашем случае 125 пс). В этом случае ограничивающим параметром является частота выборки АЦП.
Частота обновления (число разверток в единицу времени) также является важным фактором как для ручного, так и для дистанционного управления анализатором спектра. Для обработки данных, отображения и возможной передачи данных по шине IEEE или через другие интерфейсы необходимо дополнительное время, так что максимальная частота обновления оказывается существенно ниже, чем обратное значение минимального времени развертки (рис. 5.31).
Если используются БПФ-фильтры, то разница исключительно высока из-за очень сложных вычислений.
Высокая частота обновления экрана наиболее желательна при ручной работе, например, при операциях настройки чтобы изменения записанного спектра отображались практически немедленно. Частоты обновления около 20 измерений в секунду являются удобными для таких применений^поскольку они приводят к индикации, практически свободной от миганий. Для автоматизированных измерений, например, в процессе производства, где команды управления и изме-
5. Рабочие характеристики анализаторов спектра
159
Дисплей включен
Время развертки	Обработка данных	Обновление дисплея и поступление информации на выход через шину IEEE
Дисплей выключен
Рис. 5.31. Последовательность измерений
ренные результаты передаются через интерфейсы типа шины IEEE, частота обновления никогда не может быть достаточной для получения минимального времени испытаний и высокой производительности производственного процесса.
Как показано на рис. 5.31, требуется некоторое время для отображения результатов на экране в режиме дистанционного управления. Поэтому, чтобы достигнуть максимальной частоты обновления, желательно деактивировать (выключить) экран дисплея.
6.	ЧАСТО ВСТРЕЧАЮЩИЕСЯ ИЗМЕРЕНИЯ И РАСШИРЕННЫЕ ВОЗМОЖНОСТИ
6.1.	Измерения фазового шума
Как отмечено в разд. 5.3, фазовый шум генератора есть мера его кратковременной стабильности и, следовательно, существенный критерий качества. Поэтому для измерения фазового шума используют специализированное измерительное оборудование или, когда требования к динамическому диапазону не очень строгие, то для измерения фазового шума можно применить и анализаторы спектра.
Измерение фазового шума с помощью анализатора спектра называют обычно прямым измерением. Как предварительное условие, испытываемое устройство должно обладать малым частотным дрейфом за время развертки анализатора спектра, иначе вариация измеряемой частоты генератора будет слишком большой, что приведет к искаженным результатам измерения. Поэтому анализаторы спектра очень удобны для измерений источников сигналов, синтезированных с использованием опорного стабильного источника, в отличие от измерений автономных генераторов.
6.1.1.	Процедура измерений
Для генераторов обычно указывается фазовый шум в одной боковой полосе при заданной отстройке от несущей в полосе 1 Гц относительно уровня несущей (рис. 6.1). Соответственно, единицами измерения являются дБн (1 Гц).
Измерение фазового шума с помощью анализатора спектра требует двух шагов:
•	измерение уровня несущей Гн или Гг;
•	измерение уровня фазового шума £фш при отстройке от несу-Щей на/0ТС1р.
Для оценки фазовый шум, измеренный при отстройке от несущей на /отстр и полосе разрешения 5ПЧ, сначала пересчитывается к полосе 1 Гц. Имеет место следующее соотношение при использовании детектора среднеквадратических значений:
"^фш отстр ) ^фш.измер (/OTCTp)-101og(5
ш,ПЧ )’
(6.1)
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
161
Рис. 6.1. Определение фазового шума в одной боковой полосе
где £фш (/отстр) - уровень фазового шума при отстройке от несущей на /отстр > отнесенный к полосе 1 Гц, дБм; £фш измер (/отстр) - уровень фа-зового шума, измеренный с помощью среднеквадратического детектора в шумовой полосе 5шПЧ, дБм; 5шПЧ - шумовая полоса фильтра разрешения, Гц.
В зависимости от реализации фильтра, шумовая полоса разрешающего фильтра может быть рассчитана из полосы по уровню 3 дБ с помощью коэффициента преобразования, приведенного в табл. 4.1. Если вместо среднеквадратического детектора используется детектор выборки и отклик усредняется узкой видеополосой или по нескольким измерениям, то шум будет недооценен, как описывалось в разд. 4.4 «Детекторы». Тогда можно пользоваться выражением:
£фш (/^ ) ~ "^фш,измер (/отстр ) -10 log(Z? ш пч) +2,5 дБ,	(6.2)
где Лфш (/отстр) - усредненный детектором выборки уровень фазового шума при шумовой полосе 5шПЧ, дБм.
У	ровень фазового шума в полосе 1 Гц теперь надо отнормиро-вать к уровню несущей:
Д/отстр)=М/отсп>)-£н>	(6-3)
где Д/отстр) - относительный уровень фазового шума в полосе 1 Гц при отстройке от несущей на /отстр, отнесенный к уровню несущей в дБн (1 Гц); £фш (/отстр) - уровень фазового шума в полосе 1 Гц при отстройке от несущей на /отстр, дБм.
Чтобы упростить измерения фазового шума, большинство анализаторов спектра имеют функцию маркера, которая позволяет про-
162
Основы спектрального анализа
Рис. 6.2. Функция маркера для упрощения измерения фазового шума изводить прямое считывание уровня фазового шума при заданной отстройке от несущей. Обычно при этом уже принимаются во внимание шумовая полоса и корректирующие коэффициенты, которые необходимо вводить при оценке уровня шумового сигнала при использовании детектора выборки.
При такой функции маркера фазовый шум может быть определен только при определенной отстройке от несущей. Однако, часто представляет интерес фазовый шум в более широком диапазоне (например, 1 кГц при отстройке от несущей 1 МГц). Чтобы сделать такие измерения более простыми, для некоторых анализаторов спектра можно использовать дополнительное программное обеспечение. На рис. 6.3 показаны результаты измерений фазового шума, полученные с помощью этого типа программного обеспечения.
6.1.2.	Выбор полосы разрешения
Когда измеряется фазовый шум при определенной отстройке от несущей, необходимо обратить внимание на выбор полосы разрешения, которая должна быть соответственно малой. Если полоса разрешения выбирается слишком большой, то несущая при отстрой-
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
163
Рис. 6.3. Измерения фазового шума в широком диапазоне отстроек от несущей
ке /отстр не будет достаточно подавлена фильтром ПЧ (рис. 6.4, а). Уровень остаточной несущей на входе детектора огибающей или АЦП будет выше фазового шума и, следовательно, результат измерений будет завышенным. Фазовый шум будет иметь, несомненно, более высокое значение, чем это есть на самом деле (рис. 6.4, б). Максимально допустимая полоса разрешения зависит от отстройки от несущей и крутизны функции селекции (коэффициента формы фильтра ПЧ). Поэтому нельзя привести зависимость, справедливую в общем случае.
Из-за высокого значения минимального времени развертки при узких полосах ПЧ на практике желательны высокие значения полосы разрешения. Поэтому, начиная с широкополосного фильтра ПЧ полоса разрешения должна снижаться шагами до тех пор, пока измеряемые значения фазового шума не перестанут уменьшаться.
6.1.3.	Динамический диапазон
Фазовый шум гетеродинов переносится на преобразуемый входной сигнал за счет взаимного преобразования в каскадах преоб-
164
Основы спектрального анализа
RBW 3 kHz Delta 2 [Т1 PHN] VBW 30 kHz	-116.29 dBc/Hz
Рис. 6.4. Выбор правильной полосы разрешения: а - полоса разрешения слишком велика, подавление несущей недостаточно, б - полоса разрешения достаточно мала
б Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
165
разования частоты анализатора спектра (см. разд. 5.3 «Фазовый шум»). Если входной сигнал имеет достаточно высокий уровень, так что эффектами теплового шума анализатора спектра можно пренебречь, то достижимый динамический диапазон при малых отстройках от несущей определяется исключительно фазовым шумом гетеродина анализатора. Ограничение, налагаемое собственным фазовым шумом системы, не зависит от уровня входного сигнала.
Поскольку всегда измеряется сумма фазового шума испытываемого устройства и фазового шума гетеродина анализатора спектра, то подобное измерение может быть выполнено только для испытываемых устройств с относительно высоким уровнем фазовых шумов.
Как показано на рис. 5.11, собственный системный фазовый шум анализатора спектра уменьшается с возрастанием отстройки от несущей. При значительных отстройках от несущей динамический диапазон ограничивается с возрастающей степенью тепловым шумом анализатора спектра. Не существует ясно очерченной разницы между ограничениями из-за собственного системного фазового шума и из-за теплового шума.
Для минимизации ограничений, вызванных тепловым шумом, требуется обеспечить высокое отношение сигнал/шум на входе первого смесителя. Высокая точка компрессии 1 дБ также важна для достижения широкого динамического диапазона вдали от несущей.
Из-за высокого уровня сигнала в первом смесителе вырабатываются гармоники входного сигнала. Если максимальная отстройка, вплоть до которой необходимо измерять фазовый шум, меньше, чем частота входного сигнала, то гармоники располагаются вне представляющего интерес частотного диапазона и не вызывают никаких неприятностей.
Если уровень входного сигнала больше, чем динамический диапазон анализатора спектра, то его нужно было бы уменьшить установкой подходящего ослабления ВЧ. Однако из-за того, что аттенюатор перестраивается шагами, максимальный динамический диапазон не может быть полностью реализован.
Пример
Точка компрессии 1 дБ анализатора спектра предполагается равной +10 дБм (уровень сигнала смесителя). Для предотвращения ошибок уровень сигнала на первом смесителе не должен превышать +5 дБм. Ослабление по ВЧ может быть установлено шагами 10 дБ.
166
Основы спектрального анализа
Ко входу анализатора подключен входной сигнал с уровнем +17 дБм, так что нужно ослабление ВЧ, по крайней мере, 20 дБ. Поэтому динамический диапазон для измерений при больших отстройках от несущей на 8 дБ ниже, чем максимально достижимый динамический диапазон.
Чтобы использовать максимальный динамический диапазон, уровень сигнала в нашем примере должен был бы быть ослаблен до +15 дБ с помощью внешнего фиксированного аттенюатора на 2 дБ. При ВЧ-ослаблении на 10 дБ тогда получается уровень смесителя +5 дБм.
Для предотвращения появления продуктов искажений из-за перегрузки максимальный опорный уровень при ВЧ-ослаблении 0 дБ должен быть явно ниже верхнего предела динамического диапазона анализатора (+5 дБм в вышеприведенном примере). Если на анализатор подан максимальный входный сигнал, то измерение уровня несущей, к которому затем будет отнесен измеренный фазовый шум, невозможно. Подобно этому, измерение фазового шума вблизи от несущей невозможно. Поэтому фазовый шум измеряется в два этапа.
1.	Измерение уровня несущей и фазового шума вблизи от несущей. Ослабление по ВЧ анализатора спектра увеличивается до тех пор, пока опорный уровень не сравняется с уровнем сигнала (рис. 6.5). Уровень несущей затем может быть сразу измерен с помощью маркеров, поскольку входной сигнал не превышает опорный уровень. Для того чтобы иметь возможность отнормировать фазовый шум к уровню несущей, последний запоминается. Уровень несущей обычно запоминается автоматически при включении функции маркера для измерения фазового шума.
2.	Измерение фазового шума вдали от несущей. Ослабление по ВЧ уменьшается, пока не будет достигнута верхняя граница динамического диапазона при подаче сигнала на вход первого смесителя. При этом справедлива следующая формула:
^ВЧ, мин — ^вх ^макс ’	(6«4)
где явч мин - требуемое минимальное ВЧ-ослабление, дБ; £вх - уровень сигнала на входе анализатора спектра, дБм; £макс - верхняя граница динамического диапазона, дБм.
Детектор перегрузки до первого смесителя полезен для определения минимального ВЧ-ослабления. Ослабление по ВЧ может быть затем увеличено до тех пор, пока не исчезнет перегрузка.
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
167
Рис. 6.5. Установка ВЧ-ослабления и опорного уровня для измерения уровня несущей и фазового шума вблизи от несущей
Если используются цифровые фильтры, то намеренное превышение опорного уровня может привести к перегрузке АЦП, что, в свою очередь, вызывает формирование нежелательных продуктов в отображаемом спектре (см. раздел 4.6.3 «Перегрузка»). Эта перегрузка не такая значимая, поскольку измерения при больших отстройках от несущей используют относительно широкополосные аналоговые разрешающие фильтры.
Если используются цифровые фильтры и входной сигнал превышает опорный уровень, то надо обеспечить уверенность в том, что несущая частота расположена далеко от отображаемого спектра. Тогда несущая подавляется аналоговым фильтром, служащим для устранения наложения спектров, стоящим до АЦП, так что перегрузки АЦП не возникает.
Очень легко определить, является ли отображаемый шум фазовым или тепловым шумом анализатора. Для выполнения такого теста полученную кривую требуется сохранить и выполнить второе изме
168
Основы спектрального анализа
рение при тех же самых установках, но при отключении входного сигнала от анализатора. Если при интересующей отстройке от несущей существует явная разница в уровнях между двумя этими кривыми, как показано на рис. 6.6, а, то результат измерений не зависит или слабо зависит от теплового шума анализатора.
При измерениях, показанных на рис. 6.6, б, динамический диапазон уже ограничен тепловым шумом, и результат будет ошибочным.
Отображаемый фазовый шум всегда является суммой фазовых шумов испытуемого устройства и анализатора спектра, а также теплового шума анализатора спектра. Если измерения выполняются очень близко к пределу динамического диапазона, то вносятся ошибки из-за недостаточного различия между измеряемым фазовым шумом и собственным шумом системы. Если собственный шум системы известен, то можно обеспечить коррекцию в соответствии с уравнением (5.55) (см. подразд. 5.10.3).
6.2.	Измерения импульсным сигналов1
Телекоммуникационные системы для передачи информации, которые долгое время разрабатывались на основе аналоговых узлов, сейчас интенсивно комплектуются цифровыми узлами и становятся цифровыми системами. Последние часто используют импульсно-мо-дулированные сигналы, например, в телевидении, радарной технике и в мобильной связи. Из-за спектральных характерных таких сигналов анализатор спектра, используемый для измерения этих сигналов, должен выполнять специальные требования. Это относится и к другим типам сигналов, а именно высокочастотным широкополосным помеховым сигналам, возникающим при операциях переключения или при генерации синхронизирующих сигналов для микропроцессоров. Почти все электронные цепи не только вырабатывают полезные сигналы, но также и нежелательные ложные излучения, которые мешают нормальному функционированию самих цепей или более крупных электронных блоков.
Собственные помехи электронного связного оборудования ухудшают его характеристики, например, отношение сигнал/шум (S/N) или коэффициент битовых ошибок (BER). Ситуация может быть еще хуже, если создаваемые или излучаемые помехи влияют на
1 Раздел подготовил дипломированный инженер Фолькер Йанссен.
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
169
RBW 100 kHz Delta 2 [Т1 PHN]
VBW 1 MHz	-130.27 dBc/Hz
2RM*
VIEW
б)
Рис. 6.6. Проверка измерений фазового шума: а-на измерения не влияет тепловой шум анализатора; б - динамический диапазон ограничен тепловым шумом анализатора спектра
170
Основы спектрального анализа
другие приборы и ухудшают их характеристики или вызывают неправильное функционирование. Предотвращение паразитных излучений и обеспечение высокой помехоустойчивости относят к области электромагнитной совместимости. Согласованные по всему миру стандарты и правила электромагнитной совместимости обеспечивают воспроизводимость измерений помех и формируют базис международного регулирования с учетом предельных значений помех для выполнения всеми сторонами, гарантируя правильное функционирование электронных блоков, модулей, приборов и систем.
Теоретически энергия импульсно-модулированных сигналов распределена по всему спектру. Измеряемая энергия в значительной степени зависит от полосы разрешения и точки измерения внутри спектра. Если спектр в виде ^’-функции измеряется вблизи нуля огибающей, то шумы входного каскада могут вызвать в результате неправильные показания. Полный энергетический спектр поступает прямо на входной каскад, если не используются фильтры предварительной селекции. Это уменьшает ширину спектра и на смеситель первого преобразователя частоты попадает только часть спектра. Современные анализаторы частоты обладают низкой нелинейностью и высокой способностью к перегрузкам (высокие точки перехвата второго и третьего порядка и высокая точка компрессии 1 дБ). Более того, они снабжены внутренними детекторами перегрузки, используемыми для автоматической коррекции установок анализатора, чтобы оптимизировать динамический диапазон и передвинуть его в диапазон некритических уровней с помощью автоматической установки ВЧ-аттенюатора (функция автоматического выбора диапазона измерений). Это обеспечивает пользователю удобное обращение с анализатором и надежные измерения.
6.2.1.	Основы
Описание импульсных сигналов основано на идеальной периодической последовательности прямоугольных импульсов. Общее действительное преобразование Фурье дает характеристику зависимого от времени напряжения v(t):
v(t)=U-
.	1 f . 2илт (. 2ият) .
1+2} ------< SID---COSHCO++ 1—COS----- SHIHOV
+ 2илт [ T V T ) Т
(6.5)
б. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности	171
где U - амплитуда; v(Z) - функция времени; т - длительность импульса; Т- период; со, - угловая частота; п - порядок гармонического колебания.
Коэффициенты ряда Фурье описывают амплитуды спектральных составляющих как:
. пт sin---
(6.6)
Т пт
Т
Рис. 6.7. Общее изображение спектра (si-функция) после преобразования Фурье модулированной несущей с частотой fo
В то время как представление Фурье показывает вклад спектральных составляющих в диапазоне частот от -оо до +оо и коэффициенты могут иметь также отрицательный знак (рис. 6.1), анализатор спектра отображает только положительные частоты в соответствии с их амплитудами. На рис. 6.8 показаны две импульсные последовательности.
Наименьшая частота является фундаментальной частотой (основной гармоникой), соответствующей значению, обратному периоду Т:
(6.7)
Значения амплитуд гармоник, согласно уравнению (6.6), возникают на интервалах А/ = /, = — •
172
Основы спектрального анализа
Рис. 6.8. Линейчатые спектры двух последовательностей прямоугольных импульсов напряжения с различными значениями скважности, показанные во временной и частотной областях. Огибающая спектра есть si-функция, убывающая пропорционально 1/f
Первый нуль ^/-функции имеет место на частоте, обратной значению длительности импульса:
(6.8)
Дальнейшие нули следуют через интервалы fn = nfsiX.
Нули спектров импульсных последовательностей, измеренных на практике, не всегда просматриваются очень четко, потому что они немного расплывчаты. Причина лежит в асимметрии реальных сигналов, которую нельзя предотвратить, поскольку в отличие от теоретически идеального прямоугольного импульса, должна быть принята
Рис. 6.9. Конечные временные параметры реальных импульсных сигналов
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
173
Рис. 6.10. Реальное представление спектра огибающей анализатором спектра (длительность импульса 100 мкс, период импульсов 1 мс, несущая частота 900 МГц, полоса измерений 1 кГц)
во внимание конечная экспоненциальная скорость нарастания и спада реальных импульсов (см. рис. 6.9-6.11).
Перед тем, как разбираться с различными терминами и зависимостями наблюдаемого спектра от полосы измерений, рассмотрим также некоторые другие формы импульсов.
Треугольные и трапециедальные импульсы
Спектр треугольного импульса с равными временами фронта и спада представляется огибающей, которая соответствует функции si2. Трапецеидальный импульс может анализироваться как комбинация прямоугольного и треугольного импульсов. Влияние дополнительных временных параметров становится заметным из-за спадающих по-разному амплитуд при логарифмических шкалах спектральной плотности. В то время как для трапецеидальных импульсов при 1/тгт огибающая амплитуды спектральной плотности уменьшается на 20 дБ на октаву, она уменьшается на 40 дБ на октаву в случае совпадающих вре-
174
Основы спектрального анализа
Рис. 6.11. Реальное представление линейчатого спектра анализатором спектра при тех же установках, что и на рис. 6.10, но полоса измерений равна 100 Гц
мен конца фронта и начала спада. Если, как характерно для трапецеидального импульса, эти моменты времени различаются, то имеет место уменьшение 20 дБ на октаву на первом (меньшем) перегибе частоты и на другие 20 дБ на втором (большем) перегибе частоты.
Считая т —> 0, видим, что эта частота перегиба (рис. 6.12) сдвигается по направлению бесконечно больших частот. Рассмотрение граничного случая при периоде Т -> оо (А/ = X 0) приводит к одиночному импульсу с бесконечно большой амплитудой (импульсу Дирака).
Ряды Фурье позволяют представлять только периодические функции времени. С помощью граничных условий Т оо и Af —> 0 можно описывать также и непериодические функции. Это становится возможным с помощью преобразования Фурье или интеграла Фурье.
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
175
Рис. 6.12. Спектральная плотность амплитуды для прямоугольного, трапецеидального и треугольного импульсов (график показан для тфр = тсп>
На практике непериодические события существуют гораздо чаще: это операции переключения, удары молний или электростатические разряды.
6.2.2.	Линейчатый спектр и огибающая спектра
Энергия периодического импульса распределена по дискретным частотам nfx [уравнение (6.7)], или эквивалентна п • X
Огибающая ^/-функция имеет нули при целых множителях функции скважности т/Т. Если импульсный сигнал используется для модуляции несущей, то спектр распределяется симметрично сверху и снизу от несущей частоты. В зависимости от вида измерения или от полосы разрешения, возможны три следующих случая при использовании для спектральных измерений частотно-избирательного анализатора спектра или измерительного радиоприемника .
1.	Если полоса измерений мала по сравнению с шагом частотных линий (определяемым у = А/), то отдельные спектральные линии могут быть различены, так что наблюдается линейчатый спектр:
В<_.	(6.9)
Т
176
Основы спектрального анализа
Дальнейшее уменьшение полосы приводит к сохранению значений амплитуд, снижает шум и, таким образом, улучшает соотношение сигнал/шум, связанное с отношением полос 101og(5i/52)-
2.	Полоса В оказывается больше, чем промежуток Af между спектральными линиями, но меньше, чем расстояние 1 / т между первым нулем огибающей si-функции и несущей частотой. Спектральные линии не могут быть разрешены, и значение амплитуды зависит от полосы. Это понятно, поскольку амплитуда зависит от числа спектральных линий, собираемых в полосе измерений.
— >В> — .	(6.10)
т Т
Вышеуказанное условие описывается обычно как индикация огибающей. Амплитуда огибающей увеличивается с возрастанием полосы как 20 log B2IB.
3.	Полоса В больше, чем промежутки между нулями огибающей, селективности уже больше не хватает и распределение амплитуды в спектре уже не может различаться. При возрастании полосы отклик фильтра на импульс приближается к временной функции им-пульсно-модулированной несущей.
В>-.	(6.11)
т
Для обеспечения упрощений:
•	В случае линейчатого спектра число линий не меняется в функции от полосы или индицируемого частотного диапазона, амплитуда остается постоянной.
•	В случае огибающей спектра число линий меняется в функции от полосы и не зависит от частотной отстройки. Индицируемая амплитуда увеличивается с ростом полосы из-за большей энергии компонент, попадающих в полосу измерений.
При импульсной модуляции индицируемая амплитуда уменьшается с уменьшением полосы, этот эффект обычно называется импульсным падением чувствительности. Соотношение может быть выражено с помощью коэффициента импульсного падения чувствительности (КИПЧ):
КИПЧлин = 20 log(T/7)	(6.12)
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
177
RBW
VBW
1РК
МАХИ
100 Hz Marker 1 [Tl]
1 kHz	-22.35 dBm
Рис, 6.13, Линейчатый спектр импульсного сигнала (полоса измерений В = 100 Гц < 1/Т = 1 кГц)
RBW 3 kHz Marker 1 [Tl]
VBW 30 kHz	-9.15 dBm
Puc. 6.14. Спектр огибающей импульсного сигнала (1/т = 10 кГц > В = ЗкГц> 1/Т= 1 кГц)
178
Основы спектрального анализа
RBW
VBW
300 kHz
3 MHz
Рис. 6.15. Переход к индикации во временной области. Длительность импульса 100 мкс и период 1 мс четко видны
для амплитудных значений линейчатого спектра и
КИПЧогиб = 20 log(xO)	(6.13)
для амплитудных значений огибающей спектра. Коэффициент формы К зависит от типа используемого разрешающего фильтра и детально описывается в следующем разделе. Типичные значения К = 1 для Гауссовского фильтра и К = 1,5 для прямоугольного фильтра. При измерении импульсных сигналов приходится искать компромисс, поскольку при малых полосах разрешения отображаемые амплитуды будут меньше, а при больших полосах амплитуда растет, но разрешение ухудшается в нарастающей степени. На практике эмпирически определено следующее значение:
т В = 0,1.	(6.14)
Примеры
Импульс длительностью т = 2 мкс и с частотой повторения 5 кГц (= 1/7), соответствующей периоду Г =200 мкс, измеряется с Гауссовским фильтром (К= 1) с полосой В = 1 кГц.
б. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
179
А |дБ]
Рис. 6.16. Потери амплитуды в функции от произведения времени на полосу
VBW 30 0 kHz	-13.17 dBm
Рис. 6.17. Спектр импульса, измеренный при различных полосах Маркеры указывают коэффициент уменьшения чувствительности.
Уровень немодулированной несущей равен 0 дБм
180
Основы спектрального анализа
Условие уравнения (6.9) требует (В < 1/Т), то есть мы имеем линейчатый спектр. Уравнение (6.12) дает:
КИПЧогиб = 20 log (2 мкс/200 мкс) = -40 дБ.
Соответственно, значение индицируемой амплитуды смодулированной несущей должно быть на 40 дБ больше.
Такое же измерение повторяется при тех же параметрах, но при полосе измерения В= 100 кГц. Соотношение согласно уравнению (6.10) справедливо (1/т > В> 1/7), т. е. речь идет об огибающей спектра. Уравнение (6.13) тогда дает:
КИПЧогиб = 20 • log(2 • 10’6 • 1 • 100 • 103) = 20 • log(2 • 10’1) = -14 дБ
Максимальная амплитуда спектра на 14 дБ ниже, чем для случая немодулированной несущей.
6.2.3.	Разрешающие фильтры для импульсных измерений
Спектральные линии широкополосных импульсных сигналов коррелированы, благодаря чему отображаемый уровень удваивается, когда удваивается полоса измерений. Для того чтобы определить реальную полосу импульса, отображаемый уровень реального фильтра сравнивается с отображаемым уровнем после идеального прямоугольного фильтра. Для Гауссовских фильтров, которые чаще всего используются, благодаря их приемлемому переходному процессу, применимо следующее соотношение:
Вимп =Ц0653дБ	(6.15)
где 5ИМП - полоса импульса, Гц.
Полоса спектра импульса соответствует примерно полосе Гауссовского или подобного Гауссовскому фильтров по уровню 6 дБ. Для анализаторов спектра обычно указывается полоса по уровню 3 дБ, в то время как для измерений электромагнитной совместимости, когда очень часто измеряются импульсные сигналы, указываются полосы по уровню 6 дБ.
Соотношения между полосами по уровню 3 и 6 дБ, шумовой и импульсной полосами для различных фильтров были описаны в гл. 4. Коэффициенты преобразования могут быть сразу взяты из нижеследующей таблицы.
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности	181
Следует отметить, что частоты перегиба, определяемые длительностью импульса т и периодом повторения Т, или спектр импульса не должны зависеть от видеофильтра. Современные измерительные приборы имеют установленные или выбираемые в процессе измерений коэффициенты связи между полосой разрешения и видеополосой. При импульсных измерениях, в зависимости от заданных условий, предварительно установленный коэффициент или выбранный пользователем коэффициент связи может быть таким, что видеополоса может превышать полосу измерений в 10 раз.
4-хзвенный 5-ти звенный Гауссовский
Параметр	фильтр фильтр фильтр
(аналог.) (аналог.) (цифровой)
Начальное значение - полоса по уровню 3 дБ
Полоса по уровню 6 дБ (В6дБ)_1,480-В3дБ	1,464-В3дБ	1,415-В3дБ
Импульсная полоса (Вимп)___1,806 • В3дБ	1,727 • В3дБ	1,506 В3дБ
Начальное значение - полоса по уровню 6 дБ
Полоса по уровню 3 дБ (В3дБ)_0,676-В6дБ	0,683-В6дБ	0,707-В6дБ
Импульсная полоса (Вимп)1,220-В6дБ	У179-В6дБ	1,065-В6дБ
Реализация полосы разрешения с помощью цифровых фильтров не оказывает влияния на оценку импульсных сигналов. Цифровые фильтры столь же пригодны к использованию, как и аналоговые фильтры, и в дополнение к температурной и долговременной стабильности они имеют серьезное преимущество высокой селективности, так что можно реализовать фильтры с меньшим коэффициентом формы.
Если анализаторы спектра работают исключительно на основе БПФ, то они непригодны для импульсных измерений. При БПФ спектр рассчитывается на основе ограниченной части сигнала во временной области. Как объяснялось в разд. 3.1, результаты измерений зависят от выбора этой части, так что БПФ-анализ непригоден для анализа импульсных сигналов. Поэтому важно, чтобы анализаторы имели как аналоговые, так и цифровые фильтры, а также возможность работы с БПФ.
6.2.4.	Параметры анализатора
Приведенные выше объяснения ясно показывают, что измерение и оценка импульсных сигналов сложны и требуют намного большего учета тонких деталей анализа, чем анализ синусоидальных сигналов.
182
Основы спектрального анализа
В проспекте анализатора спектра или измерительного приемника указывается максимальный входной уровень для синусоидальных (с непрерывным излучением) сигналов. При импульсных измерениях для предотвращения ошибок измерений или повреждения измерительного прибора важны такие параметры, как импульсная спектральная плотность мощности, максимальная энергия импульса или импульсное напряжение. Поэтому имеет смысл определить такой параметр, как спектральная плотность импульса, т. е. отнести (импульсное) напряжение к полосе разрешения (разд. 5.4 «Точка компрессии 1 дБ и максимальный входной уровень»). Для этой цели определена опорная полоса 1 МГц. Поэтому параметры приводятся в единицах мкВ/I МГц и дБ мкВ/I МГц.
Спектральная плотность мощности импульса может быть легко рассчитана из измеренных уровней, используя следующий коэффициент коррекции:
Кимп = 201og(5mn /1МГц).	(6.16)
Пример
В анализаторе спектра полоса измерения определяется Гауссовским фильтром с полосой пропускания 10 кГц по уровню 3 дБ. Измерения импульсного сигнала дают отображаемый уровень -67 дБм. Какова спектральная плотность импульса?
Первым делом, надо преобразовать измеренное значение в единицы дБ мкВ. Уровень 0 дБм соответствует 107 дБ мкВ. Таким образом, уровень -67 дБм соответствует +40 дБ мкВ. Полоса импульса вычисляется для Гауссовского фильтра в соответствии с уравнением (6.15) умножением на дБ, что дает 5ИМП = 15 кГц.
Коэффициент коррекции -36,5 дБ находится из уравнения (6.16):
/Сим„ =201og(5HMn / 1МГц) = 201og(15 • 103 /1-106) = -36,5дБ.
Измеренное значение +40 дБмВ соответствует спектральной плотности импульса 76,5 дБ мкВ/I МГц.
Детальное описание процедуры расчета максимальной энергии импульса и импульсного напряжения, которые являются важными параметрами для дальнейших оценок анализатора спектра и испытательного приемника, приведено в разд. 5.4.
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
183
Отдельные приборы могут даже иметь два отдельных входа ВЧ, один из которых является особо устойчивым к импульсам для работы с пиковыми импульсными напряжениями высокой величины. Импульсная энергия поступает на включенный последовательно аттенюатор, который используется для рассеяния выделяющегося тепла. В случае недостаточной теплоотдачи компоненты анализатора могут повредиться.
6.2.5.	Оценка импульсов при измерениях помех
До настоящего времени мы говорили только о желаемых (полезных) сигналах, служащих для передачи информации. Как уже указывалось в начале разд. 6.2, измерение и оценка нежелательных сигналов помех - это другой важный аспект анализа импульсных сигналов.
Предмет проблемы электромагнитной совместимости очень сложный, потому что почти каждый электронный прибор создает не только желательные, но также и нежелательные сигналы или связывает полезные сигналы между собой в нежелательных точках тракта сигнала. Механизм этого может быть даже еще более сложным из-за того, что помехи могут распространяться по дополнительным путям излучения или проводимости.
Воспроизводимость измерений паразитных сигналов гарантируется соблюдением стандартов и правил. Существующие стандарты электромагнитной совместимости определяют предельно допустимые характеристики помех для классов изделий, принимая во внимание само испытываемое устройство и области его применения (бытовое, промышленное или военное). Для коммерческих применений (в отличие от военных стандартов) для измерения уровня непрерывных импульсных сигналов в соответствии с частотой повторения этих импульсов, используется специальный калиброванный детектор, известный как квазипиковый детектор. Уровни после измерения могут сравниваться с определенными линиями допуска. Если измеренные значения уровней находятся ниже линий допуска, то это значит, что с точки зрения электромагнитной совместимости обеспечивается работа испытываемого устройства без помех.
При согласованных цепях наводимые через проводимость импульсы не являются очень опасными, если их энергия не превышает некоторого предельного уровня. Более часто встречается случай,
184
Основы спектрального анализа
когда импульсы помех приводят к запуску колебательного процесса в цепях, способных генерировать.
Примеры
В соответствии со сказанным выше и из рис. 6.12, видно, что полоса, занимаемая импульсом помехи, обратно пропорциональна длительности импульса. Это означает, что если спектр импульса помехи длительностью 1 мкс имеет свой первый нуль на частоте 1 МГц частотного спектра, то уменьшение амплитуд паразитных сигналов становится существенным лишь начиная с частот около 300 кГц. Импульс помехи длительностью 100 нс характеризуется таким спадом спектра уже на частоте порядка 3 МГц.
Предположим, что амплитуда импульса равна 1 В. Соответственно, при длительности 1 мкс импульс имеет энергию (произведение напряжения на время) в 1 мкВ-c. Импульс помехи длительностью 100 нс амплитудой 10 В также имеет энергию 1 мкВ-c. При полосе измерения, установленной на 10 кГц, анализатор спектра показывает на дисплее оба импульса, которые имеют длительности 1 мкс и 100 нс, как имеющие одинаковое напряжение 10 мВ, соответствующее среднеквадратическому значению синусоидального напряжения. Это означает, что анализатор спектра не может проводить различий между исходными амплитудами импульсов. Из наблюдаемого значения напряжений никаких выводов о перегрузке не может быть сделано, поскольку аналогичные значения уровней будут индицироваться и для импульса с длительностью 10 нс и амплитудой 100 В.
6.2.5.1.	Детекторы, постоянные времени
Пиковые детекторы, описанные в разд. 4.2, например, максимально пиковый, минимально пиковый, автоматический пиковый и детектор выборки, являются стандартными для большинства анализаторов спектра. Детекторы среднеквадратического (СКВ) и среднего (СР) значений также имеются в современных приборах.
Специальный детектор для измерений помеховых импульсов, называемый квазипиковым (КП) детектором, часто можно заказать как дополнительный узел. Он выдвигает высокие требования к динамическому диапазону и линейности входных каскадов, а также каскадов ПЧ, которые с трудом могут быть удовлетворены в большом количестве приборов, имеющихся на рынке. Требования связаны с характеристикой оценки уровней импульсных последовательно-
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
185
Относительный уровень для входного сигнала для постоянной индикации, дБ
импульс
повторения импульсов
Рис. 6.18. Оценка амплитуд импульсов в соответствии с CISPR 16 для различных частот повторения импульсов
стей (описанной в стандарте CISPR 16-1), которая из-за недооценки импульсных последовательностей при низких частотах повторения импульсов (вплоть до 40 дБ для одиночных импульсов) требует реализации динамического диапазона примерно в 100 раз шире, чем у стандартных приборов.
В соответствии с диапазонами частот, указанными в стандарте CISPR, квазипиковый детектор должен обладать определенными значениями постоянных времени заряда и разряда и полосы пропускания. Таким образом, обеспечивается, что в различных CISPR-диапа-зонах измеренные значения всегда определяются с одними и теми же постоянными времени и с одной и той же полосой (обычно всегда с полосой импульса), чтобы обеспечить воспроизводимость результатов и их сравнения с линиями допусков. Поэтому говорят о взвешенной индикации результатов измерений КП-детектором и о кривой оценки импульсов, которая содержит также и постоянную времени, восходящую еще ко времени инерционных стрелочных приборов.
Диапазоны частот стандарта CISPR определяются следующим образом:
CISPR А 9... 150 кГц;
CISPR В 150 кГц...30 МГц;
186
Основы спектрального анализа
CISPRC 30...300 МГц;
CISPRD ЗОО...1ОООМГц.
Частотный диапазон	Полоса измерений по уровню 6 дБ, кГц	Время заряда КП-детектора, мс	Время разряда КП-детектора, мс	Постоянная времени измерителя, мс
CISPRA	200 Гц	45	500	160
CISPR В	9	1	160	160
CISPR С	120	1	550	100
CISPR D	120	1	550	100
Измерение амплитуд импульсов с различными частотами повторения показывает, что максимальная разница между индицируемыми уровнями возникает при низких частотах повторения импульсов. С возрастанием частоты повторения импульсов (ЧПИ), например при ЧПИ > 10 кГц, уровни, воспроизведенные всеми детекторами (СР, СРК и КП), приближаются к значению пикового детектора.
Специальные стандартные генераторы импульсов применяются для калибровки квазипиковой индикации анализаторов спектра и измерительных приемников. К подобным стандартным генераторам импульсов предъявляются высокие требования по точности. Для калиб-
Частота повторения импульсов
Рис. 6.19. Уровни, индицируемые различными детекторами при различных частотах повторения импульсов, нормированные относительно по пиковому значению
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
187
ровки испытательных приемников в диапазоне до 1 ГГц требуются импульсы с длительностью, много меньшей 1 нс, реально 200...250 пс. В дополнение к короткой длительности импульса необходимо обеспечить исключительно малые времена фронта и спада импульса. Частота импульсов генератора должна изменяться для моделирования оценочной кривой по стандарту CISPR.
Пиковый детектор ПК/МГц
Другой путь определения уровней при измерениях ЭМС - это пиковое значение, отнесенное к полосе 1 МГц. В этом режиме дисплея измеряется спектральная плотность импульсов входного сигнала. Пиковое значение на выходе демодулятора огибающей при выбранном времени измерения нормируется по 1 МГц. Следует отметить, что из-за реальной полосы измерений индицируемое пиковое значение увеличивается на 20 log (1 МГц/5изм).
Широкополосные и узкополосные помехи
При измерениях ЭМС используются различные методы измерения амплитуды импульсов. Они основаны на различии в линиях допусков, определенных для широкополосных и узкополосных помех. Широкополосная помеха относительно равномерно распределена по спектру, но из-за такого плоского спектрального распределения субъективно мешает меньше, чем синусоидальная (узкополосная) помеха. Предельно допустимые значения уровня мощности широкополосной помехи на 10 дБ больше, чем предельно допустимые значения для узкополосной помехи (в зависимости от действующего стандарта). Это означает, что узкополосная помеха должна быть подавлена, т. е. ослаблена, по крайней мере, на 10 дБ подходящей режекцией или экранированием.
Для обнаружения и различения широкополосной и узкополосной помехи используются детекторный метод и метод широкополосной расстройки.
Детекторный метод основан на том, что узкополосная помеха, измеренная однажды пиковым детектором, а второй раз детектором среднего значения, обеспечивает примерно один и тот же результат (разница < 6 дБ). Если разница оказывается больше, то помеха имеет широкополосную природу и необходимо применить предельно допустимые значения для широкополосной помехи. Детекторный метод может использовать два варианта сравнения: квазипикового и сред
188	Основы спектрального анализа
него значений, а также квазипикового и среднеквадратического значений, в зависимости от используемого стандарта.
Метод широкополосной расстройки состоит в следующем: уровень сигнала определяется выбранным, например, пиковым детектором и используется в качестве опорного уровня. Измерение повторяется при тех же самых установках, но при сдвинутой на ± (полоса измерения В) центральной частоте. Если два новых значения меньше опорного уровня на критический порог, например, (6 дБ), то сигнал считается узкополосной помехой. Помеха, которая не идентифицирована как узкополосная, считается потенциально широкополосной. В качестве метода расстройки может быть выбран сдвиг центральной частоты на ±2 В. Оба описанных метода разрешены действующими стандартами.
Б.2.5.2. Полосы измерения
Полосы измерения, указанные в стандартах на измерения импульсных сигналов при измерениях помех, должны пониматься исключительно как полосы для импульсов. Для коммерческих стандартов это диапазоны:
200 Гц, 9 кГц, 120 кГц (гражданские применения, такие как EN, VDE, FCC, VCCI и т. д.), в то время как военные стандарты используют следующие декадные шаги: 10 Гц, 100 Гц, 1 кГц, 10 кГц, 100 кГц, 1 МГц.
Эти полосы (обозначаемые как импульсные полосы), а также квази-пиковые детекторы дополнительно реализуются в тех современных анализаторах спектра, которые, благодаря рабочим характеристикам по способности к перегрузкам и по динамическому диапазону, пригодны для измерения помех.
6.3.	Измерения мощности в канале и соседнем канале2
6.3.1.	Введение
Современные системы мобильной связи третьего поколения, работающие по принципу CDMA (множественный доступ с кодо-
2 Раздел подготовил дипломированный инженер Роланд Минихольд.
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
189
Рис. 6.20. Различные способы выделения каналов в (мобильных) системах связи с уплотнением каналов: FDMA (a), TDMA (б) и CDMA (в)
190
Основы спектрального анализа
вым разделением каналов), все еще имеют компоненты частотного уплотнения, подобно тому, как и системы второго поколения TMDA (системы множественного доступа с временным разделением каналов, такие как GSM или IS-136) или традиционные системы FMDA первого поколения (множественный доступ с частотным разделением каналов, такие как AMPS) (рис. 6.20).
Это означает, что во всех этих системах существуют несколько соседних радиоканалов в частотном диапазоне, обеспечивающих множественный доступ. Основная разница между различными системами заключается в том факте, что по сравнению с традиционными аналоговыми системами радиосвязи, радиоканалы занимают большие полосы. В традиционных аналоговых системах радиосвязи, таких как американская система AMPS, каждому пользователю выделены отдельные передающий и приемный каналы, которые оба занимают весь диапазон активной радиосвязи. В системах TDMA некоторые пользователи либо делят между собой передающий и приемный каналы в частотной области (частотный дуплекс, как в системах GSM), либо передающий и приемный каналы являются идентичными по частотам (временной дуплекс как в системах DECT). В системах мобильной связи, работающих по принципу CDMA, многие пользователи (часто примерно 128) делят сравнительно широкие передающий и приемный каналы. Оба канала используются в течение полной длительности сеанса связи и индивидуальные потребители разделяются, используя коды сжатия.
Чтобы обеспечить невозмущенный прием и качественное обслуживание большого числа пользователей, абсолютно необходимо предотвратить помехи между соседними каналами передачи информации в частотном диапазоне. Важным критерием является низкая мощность в соседнем канале, указываемая либо в абсолютных единицах (дБм) или в относительных единицах, отнесенных к канальной мощности в основном канале передачи информации (дБн).
Для систем cdmaOne (IS-95, полоса канала 1,25 МГц), дополнительные граничные значения предписаны для сигналов, излучаемых в соседних радиоканалах аналоговых систем AMPS (полоса канала 30 кГц).
В системах TDMA (таких как IS-136 или GSM), мощность передатчика и, следовательно, нежелательная мощность, излучаемая
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
191
в соседних каналах, присутствует только в отдельных временных интервалах, так что требуются специальные меры, такие как стробирование (измерение только в течение активных интервалов времени). Обычно различение делается в отношении того, вызваны ли паразитные излучения в соседнем канале стационарным модулированным сигналом передатчика (спектром за счет модуляции) или включением/выключением сигнала передатчика (спектром за счет переключения). Поэтому анализатор спектра, предназначенный для проведения измерений в системах TDMA, должен иметь подходящие функции для измерений мощности в соседних каналах, а также функции стробирования и внешнего запуска.
6.3.2.	Ключевые параметры для измерения мощности в соседнем канале
В дополнение к основной полосе канала пользователя и соседних каналов, важными параметрами для измерения мощности в соседних каналах являются шаги между каналами. Под шагом каналов понимается расстояние между центральной частотой канала пользователя и такой же частотой соседнего канала.
Важным также является число соседних каналов, в которых измеряется канальная мощность. Нижеследующая таблица показывает каналы, измеряемые в соответствии с принятой нумерацией каналов:
Номер канала	Измерение мощности в канале
0	Только канал пользователя
1	Канал пользователя и верхний/нижний соседний канал
2	Канал пользователя и соседние каналы + 1-й канал, следующий за соседним
3	Канал пользователя и соседние каналы + 1-й канал, следующий за соседним, + 2-й канал, следующий за соседним
Как показано на рис. 6.21, каналы, следующие за соседними, имеют различные обозначения, в соответствии с их положением относительно канала пользователя. В нашем примере будут указаны два канала.
192
Основы спектрального анализа
Adjacent Channel
Lower	-58.75	dBc	Bandwidth	3.84	MHz
Upper	-59.24	dBc	Spacing	5	MHz
Alternate Channel
Lower	-59.32	dBc	Bandwidth	3.84	MHz
Upper	-58.84	dBc	Spacing	10	MHz
Puc. 6.21. Положение канала пользователя и соседних каналов в частотной области, показанные здесь для сигнала WCDMA
6.3.3.	Динамический диапазон при измерении мощности соседнего канала3
Динамический диапазон, достигаемый при измерении мощности в соседнем канале с помощью анализатора спектра, определяется тремя факторами (в предположении, что для подавления сигнала основного канала пользователя использован фильтр подходящей селективности и этот сигнал считается идеальным):
•	Тепловой собственный шум анализатора.
В данном случае это отношение сигнал/шум, достигаемое при выбранных установках прибора (входной уровень анализатора, ослабление ВЧ, опорный уровень).
•	Фазовый шум анализатора.
•	Интермодуляционные продукты («зарастание» спектра)
Интермодуляционные продукты, попадающие в соседние каналы, являются решающим фактором, особенно при измерениях в широкополосных системах CDMA.
3 См. также разд. 5 5 «Динамический диапазон».
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
193
Рис. 6.22. Динамический диапазон, вычисленный при учете теплового шума, фазового шума и интермодуляционных продуктов третьего порядка
Мощность в соседнем канале находится линейным суммированием вышеуказанных отдельных компонентов. Вклад теплового шума и интермодуляционных продуктов зависит от уровня входного сигнала первого смесителя анализатора спектра. В то время как влияние теплового шума уменьшается обратно пропорционально уровню сигнала смесителя, интермодуляционные продукты возрастают. Сумма всех компонент мощности дает асимметричную характеристику (типа U-образной кривой), показанную на рис. 6.22. Для каждого уровня сигнала на входе смесителя может быть определен максимально достижимый динамический диапазон.
6.3.4.	Методы измерений мощности в соседнем канале с использованием анализатора спектра
Б.3.4.1. Метод интегральной полосы
Фильтры ПЧ анализатора спектра обычно выполняются в виде относительно грубого растра шагами по 1, 3 или по 1, 2, 3, 5. Более того, их характеристики селективности не удовлетворяют требованиям, предъявляемым к канальным фильтрам. Аналоговые фильтры ПЧ обычно реализуются как синхронно перестраиваемые четырех- или
194	Основы спектрального анализа
пятизвенные фильтры, обладающие оптимизированным переходным процессом для достижения минимального времени развертки. Характеристики селективности фильтров с коэффициентом формы, равным приблизительно 12 для четырехзвенного фильтра и приблизительно 9,5 для пятизвенного фильтра, являются достаточно низкими и обычно не подходят для уверенного подавления сигнала канала пользователя для измерений в соседнем канале. Цифровые разрешающие фильтры современных анализаторов спектра, которые обычно реализуются как Гауссовские фильтры, непригодны в качестве канальных фильтров, поскольку не обеспечивают хорошую селективность (коэффициент формы примерно 4,6).
Поэтому анализаторы спектра обычно предлагают функцию интегрирования мощности в интервале частот для измерения мощности в соседнем канале. По сравнению с полосой канала, для обеспечения необходимой селективности выбирается очень малая полоса разреше
*RBW 30 kHz Delta 2 [Tl] VBW 3 00 kHz	2.15 dB
Puc. 6.23. Измерение мощности в канале с использованием метода интегральной полосы
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
195
ния, обычно 1-3% от полосы канала. Анализатор спектра перестраивается по частоте в интересующем пользователя диапазоне, начиная от нижнего соседнего канала и заканчивая верхним соседним каналом, в зависимости от числа измеряемых соседних каналов (рис. 6.21).
Измеренные значения, соответствующие уровням индицируемых пикселей, интегрируются в выбранной полосе канала по линейной шкале. Результирующая мощность соседнего канала определяется в дБн и нормируется по мощности канала пользователя.
Должны быть выполнены следующие отдельные шаги.
•	Для всех уровней, измеренных в канале, мощность определяется по линейной шкале уровней. Имеет место формула:
Р. =10(i'/10),	(6.17)
где Р. - мощность измеренного значения, представленного z-м пикселем по линейной шкале уровней, Вт; £ - уровень измеренного значения, представленного z-м пикселем, дБм.
•	Линейная мощность всех точек отсчета внутри канала суммируется и делится на число точек отсчета в канале.
•	Результат в каждом канале умножается на частное от деления полосы выбранного канала на шумовую полосу фильтра разрешения.
Из указанных выше шагов вытекает следующее соотношение для абсолютной мощности в канале:
^кан =101Og
D	1	"2	—
кан УЮ10
В ш,ПЧ П2 ~П п
(6.18)
где £кан - уровень мощности в канале, дБм; 5кан - полоса канала, Гц; 5шПЧ - шумовая полоса ПЧ фильтра, Гц; пх ,п2 - индексы измеренных значений, подлежащих суммированию; Р. - мощность измеренного значения z-ro пикселя, Вт.
Выбор полосы разрешения (RBW)
Выбранная полоса разрешения должна быть малой по отношению к полосе канала для того, чтобы аккуратно промерить всю полосу канала. Если полоса разрешения слишком велика, то селективность смоделированного канального фильтра оказывается недостаточной и часть мощности основного канала будет зафиксирована при измерениях в соседнем канале, так что конечный результат будет неправиль-
196
Основы спектрального анализа
ним. Правильно выбранная полоса разрешения обычно составляет 1-3% от полосы канала. Если полоса разрешения слишком мала, требуемое время развертки становится чрезмерно большим и время измерений будет завышенным.
Выбор детектора
Для измерений мощности в полосе канала удобными являются детекторы выборки и среднеквадратического значения, поскольку только эти два детектора обеспечивают результат, который позволяет рассчитать мощность. Пиковые детекторы (максимально пиковый, минимально пиковый, автоматический пиковый) не подходят для измерения шумовых и шумоподобных сигналов, поскольку трудно установить соответствие между видеосигналом на выходе детектора и мощностью входного сигнала.
При использовании детектора выборки измеренное значение, представленное пикселем, является выборкой из огибающей напряжения ПЧ. Если отображаемый спектр широкий в сравнении с полосой разрешения (например, отношение просматриваемого диапазона к полосе разрешения больше 500), то дискретные компоненты сигнала (синусоидальные сигналы) могут потеряться из-за ограниченного числа пикселей экрана анализатора (приблизительно 501) и поэтому измерения мощности в канале или в соседнем канале будут неправильными (см. разд. 4.4 «Детекторы»).
Поскольку сигналы с цифровой модуляцией являются шумоподобными сигналами, то отсчет, полученный от детектора выборки, подвержен большим вариациям. Чтобы получить стабильные результаты, необходимо проводить усреднение, при котором индицируемый сигнал будет недооценен и тем самым искажен (см. разд. 4.4 «Детекторы»).
При выборе среднеквадратического детектора мощность, представленная пикселем, вычисляется по нескольким результатам измерений для того, чтобы получить стабильный результат. Более того, время измерений может быть увеличено, чтобы получить усреднение кривой без искажений. Мощность дискретных паразитных сигналов, присутствующих в канале, также определяется правильно. Поэтому детектор среднеквадратических значений является более пригодным для измерений мощности в канале, чем детектор выборки.
Среднеквадратическое значение вычисляется из выборок напряжения видеосигнала по формуле:
6 Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
197
где VRMS - среднеквадратическое значение напряжения, В; N- число выборок, приходящихся на соответствующий пиксель; у. - выборки огибающей, В.
Для расчета мощности на опорном резисторе R можно использовать формулу:
V2
Р = -^-.	(6.20)
R
Некоторые стандарты на мобильную радиоаппаратуру TDMA (типа PDC) предписывают использование пикового детектора для измерения мощности соседнего канала (относительное измерение) для обеспечения лучшего обнаружения переходных составляющих мощности.
Выбор видеополосы/усреднение кривой
При использовании среднеквадратичного детектора или детектора выборки видеополоса должна быть, по крайней мере, втрое больше полосы разрешения, чтобы предотвратить усреднение видеосигнала, поскольку это может привести к сглаживанию шумоподобного сигнала, приводящему к слишком заниженным значениям мощности в канале. По этой причине усреднение по нескольким кривым также должно быть исключено.
6.3.4.2.	Оценка спектральной плотности мощности модуляционными фильтрами (IS-136, TETRA, WCDMA)
Для определения мощности в основном и соседних каналах некоторых систем мобильной связи, таких как IS-136 (NADC), TETRA и WCDMA, необходимо использовать канальный фильтр, который соответствует модуляционному фильтру соответствующей системы связи (обычно фильтр «корень из косинуса»). Это приводит к более реалистической оценке влияния мощности, излучаемой в соседнем канале, поскольку наиболее мешающими являются помехи вызванные компонентами сигнала в центре соседнего канала. Компоненты сигнала, близкие к границам канала, подавляются входным (настроенным) фильтром приемника, так что они мешают меньше.
198
Основы спектрального анализа
При использовании анализатора спектра для измерения мощности в соседнем канале отдельные значения кривой для соответствующего канала должны взвешиваться стандартным или специальным модуляционным фильтром, прежде чем мощность каждого канала будет определяться интегрированием измеренных значений. Современные анализаторы спектра обеспечивают функции измерения с автоматическим взвешиванием.
Необходимость использования взвешивающего фильтра при канальных измерениях мощности анализатором спектра может очень легко выявлена с использованием следующей тестовой процедуры.
При включенном режиме измерения мощности в канале синусоидальный сигнал с частотой, соответствующей центральной частоте канала, подается на вход анализатора спектра. Измеренная мощность канала используется как опорное значение.
Затем частота синусоидального сигнала варьируется шагами по направлению к границам канала (или альтернативно изменением центральной частоты канала на анализаторе спектра в случае синусоидального сигнала с фиксированной частотой) и фиксируется измеренная мощность канала. Если мощность канала меняется при этих условиях, то взвешивающий канальный фильтр присутствует. Этот тест может быть выполнен также и в соседних каналах. Рекомендуется устанавливать анализатор спектра в режим измерения абсолютной мощности соседнего канала.
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности	199
6.3.4.3.	Измерение мощности в канале во временной области
Как объяснялось в разд. 6.3.4.1, для измерений мощности в канале методом интегрирования требуются очень узкополосные разрешающие фильтры. Поскольку эти фильтры характеризуются значительной инертностью, то их использование неминуемо приводит к увеличенному времени развертки. Если измерения выполняются в нескольких соседних каналах, то диапазоны частот между отдельными каналами также будут включены в измерения, хотя не содержат интересующей пользователя информации, что увеличивает полное время развертки. Все эти недостатки могут быть устранены измерением мощности в каналах во временной области.
С помощью цифровой обработки сигналов в современных анализаторах спектра практически любой тип канального фильтра может быть реализован цифровым способом, например, фильтр «корень из косинуса» или близкий к идеальному прямоугольному полосовой фильтр, а также фильтры с очень широкой полосой (такой, как 4 МГц). Такие фильтры позволяют провести измерение мощности в канале во временной области с помощью анализатора спектра, настроенного, как и измерительный приемник, на центральную частоту канала. Действуя таким путем, можно обойти ограничение минима-
льного времени развертки временем переходного процесса, опреде-
Тх Channel Power	9.64 dBm Bandwidth	25 kHz
Adjacent Channel Lower Upper
-34.96 dBc
-35.12 dBc
Bandwidth
Spac ing
2 5 kHz
30 kHz
Puc. 6.25. Измерение мощности в канале и в соседнем канале во временной области, здесь показан сигнал IS-136
200
Основы спектрального анализа
ляемым узкими полосами разрешения, которые требуются для измерений в частотной области. Во временной области может быть достигнута намного лучшая воспроизводимость результатов измерений за то же время измерений, что и в частотной области, и время измерений может быть существенно снижено по сравнению с обычным методом интегрирования.
Если необходимо измерять мощность в нескольких соседних каналах, то анализатор спектра автоматически последовательно перестраивается на центральные частоты соответствующих каналов. Частотные диапазоны между различными каналами, представляющими интерес для пользователя, пропускаются, так что это является дальнейшим преимуществом по обеспечению минимального времени измерения по сравнению с измерениями в частотной области.
Другим преимуществом измерений во временной области является правильное измерение сигналов переходных процессов, вызванных режимами переключений.
6.3.4.4.	Спектральные измерения в системах TDMA
Для измерения мощности в соседнем канале для коммутируемых сигналов в системах TDMA необходимо учитывать некоторые специфические аспекты.
Если необходимо измерять мощность в соседнем канале от модуляционных и фазовых шумов передатчика, то необходимо предотвратить детектирование сигналов переходных процессов, вызванных операциями включения/выключения. Поэтому измеренные значения должны собираться только с активных интервалов времени (посылка сигнала). Это становится возможным при использовании режима стробирования.
Сформированное из сигнала внешнего запуска или от широкополосного детектора уровня анализатора спектра (ВЧ-триггера) соответствующее временное окно или строб-импульс включается, и измеренные значения собираются через него. Вне этого окна (строб-импульса) никакие измеренные значения не запоминаются, а частотная развертка останавливается.
При правильной настройке такого режима эффективное время развертки, требуемое для измерения в некотором частотном диапазоне, оказывается более длительным, чем обычная развертка, обратно пропорционально отношению времени включения к времени отключения /вкп/^выкл-
6. Часто встречающиеся измерения и расширенные возможности
201
-6.65 dBm	Bandwidth	25 kHz
Са~АЁА1 'U-ААЁа
Lower	-39.60 dBc	Bandwidth
Upper	-35.12 dBc	Spacing
2 5 kHz
30 kHz
а1Ёёё~1Ё 'U-ЛаЁа
Lower
Upper
-69.65 dBc
-68.87 dBc
Bandwidth
Spacing
2 5 kHz
60 kHz
Puc. 6.26. Измерение мощности в соседнем канале без стробирования, здесь показан сигнал IS-136 только в одном активном временном интервале
Adjacent Channel Lower	-33.51	dBc
Upper	- 32 .32	dBc
Alternate Channel Lower	-67.10	dBc
Upper	-67.48	dBc
Bandwidth
Bandwidth
Spacing
25 kHz
30 kHz
25 kHz
60 kHz
Puc. 6.27. Измерение мощности в соседнем канале с сигналом IS-136 при правильно установленном стробировании (спектр из-за модуляции)
202
Основы спектрального анализа
Рис. 6.28. Установка стробирования во временной области
Многие анализаторы могут запускаются видеосигналом. Этот источник запуска, однако, непригоден для спектральных измерений в системах TDMA, поскольку выбранные полосы разрешения затрудняют срабатывание стробирования. В этом случае развертка не запускается.
Мощность в соседнем канале от переходных процессов (компоненты мощности в соседних каналах, вызванные операциями переключения) не может правильно оцениваться интегрированием в частотной области. Причина этого в том, что необходимый фильтр оказывается слишком узкополосным по сравнению с полосой канала (1-3% от полосы канала) и в нем не успевает установиться переходной процесс.
список РЕКОМЕНДУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
2.1. Brigham, Е.О.: The Fast Fourier Transform and its Application. (Быстрое преобразование Фурье и его применения), Prentice Hall, 1988.
3.1. Parks, T.W., Burrus, C.S.: Digital Filter Design. (Проектирование цифровых фильтров), John Wiley & Sons, Inc., New York, Chichester, Brisbane, Toronto, Singapore, 1987.
3.2. Oppenheim, A.V., Schafer, R.W.: Discrete-Time Signal Processing. (Обработка дискретно-временных сигналов), Prentice Hall, 1989.
4.1.	Helszajn, J.: YIG Resonators and Filters. (ЖИГ-резонаторы и фильтры). John Wiley & Sons Ltd., Chichester, New York, Brisbane, Toronto, Singapore, 1985.
4.2.	Rauscher, C: Frequency Range Extension of Spectrum Analyzers with Harmonic Mixers. Application Note1 (Расширение частотного диапазона анализаторов спектра гармоническими смесителями. Руководство по применению). 1EF43 OE, Rohde & Schwarz.
4.3.	Voider, J.E.: The CORDIC Trigonometric Computing Technique. (Тригонометрическая компьютерная техника CORDIC). IRE Transaction on Electronic Computers, vol. EC-8, Seite 330-334, Sept 1959.
4.4.	CISPR 16-1 (1997-07): Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods, Parti: Radio disturbance and immunity measuring apparatus. (Спецификации на измерительную аппаратуру и методы анализа радиопомех и помехоустойчивости, Часть 1: Измерительная аппаратура для радиопомех и помехоустойчивости).
5.1.	Winder, S.: Single Tone Intermodulation Testing. (Одночастотные интермодуляционные испытания). RF Design, December 1993, p. 34.
5.2.	Freed, J.G.: Equations Provide Accurate Third-Order IMD Analysis. (Уравнения, обеспечивающие точный интермодуляционный анализ искажений третьего порядка). Microwaves & RF, August 1992, р. 75.
5.3.	Rohde, U.L: Microwave and Wireless Synthesizers Theory and Design. (Теория и проектирование микроволновых и радиотехнических синтезаторов). John Wiley & Sons, Inc., New York, Chichester, Weinheim, Brisbane, Singapore, Toronto, 1997.
1 Rohde & Schwarz. Руководство по применению можно получить через Интернет с сайта www.rohde-schwarz.com.
204
Основы спектрального анализа
5.4.	Веек, В.: Understand the Effects of Retrace and Aging in OCXOs. (Понимание влияния переключения и старения термостатированных кварцевых генераторов). Microwaves & RF, November 1998, р. 72.
5.5.	Wolf, J.: Level Error Calculation for Spectrum Analyzers. Application Note2 (Расчет ошибки уровня в анализаторах спектра. Руководство по применению). 1EF36 OE, Rohde & Schwarz.
2 Rohde & Schwarz. Руководство по применению можно получить через Интернет с сайта www rohde-schwarz.com.
АКТУАЛЬНЫЕ* МОДЕЛЬНЫЕ РЯДЫ АНАЛИЗАТОРОВ СПЕКТРА КОМПАНИИ ROHDE S SCHWARZ
*На март 2004 года
206
Основы спектрального анализа
Универсальные приборы высочайшего уровня: Анализаторы спектра семейства R&S FSU
Семейство R&S FSU с моделями до 50 ГГц устанавливает новые стандарты для всех универсальных радиотехнических анализаторов спектра с высочайшими рабочими характеристиками. Это относится к динамическому диапазону, способности к перегрузкам, фазовым шумам и точности измерений. Приборы оснащены так, чтобы соответствовать выдающимся характеристикам. R&S FSU - это первый анализатор спектра широкого применения с полосой разрешения 50 МГц, который является идеальным для измерений в широкополосных системах связи. Полный набор детекторов, множество разрешающих фильтров с различными характеристиками, а также автоматические программы для многих стандартных измерительных задач делают эти приборы исключительно эффективными и экономически выгодными инструментами для использования в научно-исследовательских лабораториях и в процессе производства. Применение встроенных пакетов программ для GSM/EDGE и WCDMA, повышает ценность обширной базовой конфигурации путем добавления специальных измерительных функций для систем мобильной связи, включая модуляционные измерения.
Актуальные модельные ряды анализаторов спектра компании Rohde & Schwarz 207
Полностью скомплектованные приборы для экспресс-анализа. Анализаторы спектра R&S FSEM/FSEK
Анализаторы спектра R&S FSEM и R&S FSEK компании Rohde & Schwarz для частот до 26,5 ГГц и до 44 ГГц удобны для применения в верхней части микроволнового диапазона. Использование вспомогательных внешних смесителей FS-Zx закрывает диапазон до ПО ГГц, который уже близок к инфракрасному. Анализаторы ни в коей мере не являются чисто высокочастотными приборами и обладают обширными базовыми характеристиками, которые могут быть еще более расширены для различных измерительных задач за счет большого количества дополнительных приспособлений.
208
Основы спектрального анализа
Уверенное владение сферой широкополосной связи: Анализатор сигналов R&S FSQ
Приборы моделей R&S FSQ (до 3,6 ГГц, 8 ГГц и 26,5 ГГц) заимствуют свои выдающиеся характеристики от приборов семейства R&S FSU, поэтому они являются идеальными для всех применений высококачественных анализаторов спектра. Их основным применением, однако, является анализ широкополосных модулированных сигналов, которые встречаются в системах мобильной связи третьего поколения и в системах локального доступа различных стандартов, например, WLAN. Для обеспечения измерительных задач, специфичных для этой области применений, прибор R&S FSQ снабжен I/Q демодулятором с полосой демодуляции до 120 МГц и с широким динамическим диапазоном. Сочетание с модулями ASIC высокой степени интеграции обеспечивает детальное исследование параметров модуляции с уникальной скоростью и точностью.
Актуальные модельные ряды анализаторов спектра компании Rohde & Schwarz 209
Новый ориентир для среднего класса: Семейство анализаторов спектра R&S FSP
Семейство R&S FSP компании Rohde & Schwarz впервые предлагает в среднем ценовом классе приборы с рабочими характеристиками, ранее обеспечивающимися только высококачественными профессиональными приборами. Приборы семейства R&S FSP сочетают точность, высокие ВЧ-параметры и компактные размеры за счет применения схем, которые используют процессоры цифровой обработки сигналов, специально разработанные для приборов семейства R&S FSP.
210
Основы спектрального анализа
Новая мобильность в анализе спектров: Портативный анализатор спектра R&S FSH 3
Прибор R&S FSH 3 является компактным, легким и прочным анализатором спектра с верхним частотным пределом 3 ГГц, одинаково удобным для полевых и для стационарных применений. Он является идеальным, переносимым измерительным прибором для юстировки антенн, а также, например, для монтажа и обслуживания базовых станций систем мобильной связи. При работе от батарей время работы доходит до четырех часов. Имеется целый набор приставок для автоматических измерений для обычных стандартов систем мобильной связи (включая 3GPP WCDMA, cdmaOne и CDMA2000), функция измерения дальности до повреждения ВЧ-кабелей, а также возможность высокоточного измерения мощности вплоть до 8 ГГц с помощью внешнего датчика. Прибор R&S FSH 3 - это правильный выбор! Благодаря великолепным ВЧ-характеристикам, возможности векторного анализа цепей и удобному подключению к персональному компьютеру с программным обеспечением R&S® FSH View, прибор R&S FSH 3 значительно превосходит другие приборы в лабораториях и сервисных центрах.
Актуальные модельные ряды анализаторов спектра компании Rohde & Schwarz 211
Эксперт по электромагнитной совместимости: Измерительный приемник для ЭМС R&S ESIB
Обозначение «измерительный приемник» является немного обманчивым, поскольку прибор R&S ESIB в действительности является и полномасштабным высококачественным анализатором спектра. В соответствии с концепцией «вся система в одном корпусе» для соответствующих измерений ЭМС, прибор обеспечивает все функции, требуемые для измерений электромагнитной совместимости в соответствии с принятыми стандартами. Приемник R&S ESIB обеспечивает измерения по всем соответствующим коммерческим и военным стандартам, а его верхняя частотная граница 40 ГГц перекрывает все частотные диапазоны, важные для задач электромагнитной совместимости.
212
Основы спектрального анализа
Структурная схема анализатора спектра, описанного в данной книге
Актуальные модельные ряды анализаторов спектра компании Rohde & Schwarz 213
214
Основы спектрального анализа
Приоритетный выбор для электромагнитной совместимости измерений при разработке приборов: испытательный приемник R&S ESPI
Для того чтобы предотвратить неприятные и дорогостоящие сюрпризы в конце периода разработки, который обычно завершается интенсивными усовершенствованиями, разработчики должны внимательно следить за соответствием их изделий правилам ЭМС уже в процессе разработки. Измерительные приемники/анализаторы спектра, вроде R&S ESIB, которые бескомпромиссно соответствуют действующим стандартам на ЭМС, не обязательно необходимы для этого. Можно использовать и несколько менее совершенные приборы, которые, тем не менее, должны обеспечить надежные результаты по исследованию ЭМС испытуемого устройства, так что последующие строгие испытания на соответствие стандартам стали бы простой формальностью. Если Вы располагаете таким измерительным прибором как R&S ESPI, который можно также использовать и как высококачественный и универсальный анализатор спектра, у Вас не будет необходимости приобретать дорогостоящий специальный измерительный прибор, который обычно не будет использоваться постоянно, особенно на небольших предприятиях.
ТАБЛИЦА СООТВЕТСТВИЯ ОБОЗНАЧЕНИИ НА РИСУНКАХ И В ТЕКСТЕ К КНИГЕ «ОСНОВЫ СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА» (подготовлено по просьбе редакции)
Примечание переводчика. В таблицу включены только те обозначения, которые на рисунках в английском оригинале имеют другое написание, чем в тексте перевода, а также те, которые требуют правильного понимания смысла обозначения.
Обозначение на рисунках	Обозначение в переводе или пояснение смысла обозначения
co0f, рис. 2.1	Произведение угловой частоты на текущее время
То	Период высокочастотного процесса
A, f, t, рис. 2.2	Сигнал, частота и время
f0, рис. 2 4	Фундаментальная (основная) частотная составляющая
А , рис. 2.5	Модуль сигнала
А	Спектральная плотность сигнала
	fH, несущая частота AM сигнала
fs	fM, частота модуляции AM сигнала
тР	7"повт, период повторения импульсов
т	Длительность импульса
Тм, рис. 2.6	7"бит, длительность бита
4	fHec, частота несущей
f„, рис. 3 1	fBX, частота входного сигнала
	частота выборки или частота дискретизации
fin,ma*	^вх макс
w(t), рис. 3.2	Оконная функция
NTS	Л/Тнабл, время наблюдения
f( к), рис. 3 4	Отсчет частоты в к-той зоне
fIF, рис. 3.10	Гпч, промежуточная частота
216
Основы спектрального анализа
Обозначение на рисунках	Обозначение в переводе или пояснение смысла обозначения
Z^, рис. 4.1	^ых, комплексный выходной импеданс
	zBX, комплексный входной импеданс
fL0, рис. 4.2	freT, частота гетеродина
^т,и	fBX н, перенесенная вниз частота входного сигнала
^1П,0	fBXB, перенесенная вверх частота входного сигнала
РИС. 4-3	fBX мин, минимальная частота входного сигнала
^LO, min	freT мин, минимальная частота гетеродина
t/m, min	/зерк мин, минимальная частота зеркального канала
f/n, max	fBX макс> максимальная частота входного сигнала
^LO, max	freT макс, максимальная частота гетеродина
t/m, max	/зерк макс, максимальная частота зеркального канала
2nd IF, рис. 4.6	2-я ПЧ, вторая промежуточная частота
1st IF	1-я ПЧ, первая промежуточная частота
2nd LO	2-й гетеродин
В,, рис. 4.9	Г7ИМП, полоса импульса
BN	/7шум, шумовая полоса
vIF, рис. 4.15	упч, сигнал на ПЧ
BIF	/7ПЧ, полоса ПЧ тракта
VVideo	^видео» видеосигнал
^/ideo	/7видео, полоса частот видео тракта
(dIF, рис. 4.17	со пч, круговая частота ПЧ тракта
А,- рис. 4.18	Двх, входной сигнал
Af	Дпч, сигнал на ПЧ
A/cteo	Авдео, видеосигнал
4 или f„	4х
fm	Гмод, частота модуляции при AM
gIF, рис. 4.32	Кус пч, коэффициент усиления ПЧ тракта
Qrf	КусВЧ, коэффициент усиления ВЧ тракта
Таблица соответствия обозначений на рисунках и в тексте
217
Обозначение на рисунках	Обозначение в переводе или пояснение смысла обозначения
l~mix	/-смес» Уровень сигнала смесителя
рис. 4.35	fHa4, начальная частота
^stop	fK0H, конечная частота
рис. 4.36	Г1ПЧ, первая ПЧ
В, рис. 4.37	П, полоса частот
F, рис. 5.1	F, фактор шума индивидуального каскада
G	G, коэффициент усиления индивидуального каскада
^"(оГа/’ & total	Суммарные коэффициенты каскадного соединения
RF Att, рис. 5.2	Ослабление по высокой частоте
l-out, рис. 5.6	/-вых» уровень выходного сигнала
L^ndH	/-вых2> уровень второй гармоники на выходе
SHI„	S/-//BX, точка пересечения со второй гармоникой по входу
SHIM	S/-//BUX, точка пересечения со второй гармоникой по выходу
k	Z_BX, уровень входного сигнала
1Р2М, рис. 5.8	/Р2ВЫХ, точка пересечения с интермодуляционной прямой второго порядка по выходу
/Р2,„	/Р2ВХ, точка пересечения с интермодуляционной прямой второго порядка по входу
	/РЗВЫХ, точка пересечения с интермодуляционной прямой третьего порядка по выходу
/рз„	/РЗВХ, точка пересечения с интермодуляционной прямой третьего порядка по входу
1~1М2	L^M2, уровень интермодуляционного продукта второго порядка
1~1МЗ	^мз, уровень интермодуляционного продукта третьего порядка
LdB,out’ Рис- 5.14	^дб.вых’ Уровень однодецибельной компрессии по выходу
LdB,in	/-1ДБ,вх> Уровень однодецибельной компрессии по входу
Ер, рис. 5.16	Еимп, энергия импульса
р₽	Римп, мощность импульса
218
Основы спектрального анализа
Обозначение на рисунках	Обозначение в переводе или пояснение смысла обозначения
tp	fMMn, длительность импульса
LN,SP рис. 5.19	отн, относительный уровень шума
l~k2,rel	кск2 отн» относительный уровень искажений по второй гармонике
Цмз rel	кмз отн» относительный уровень интермодуляционных продуктов третьего порядка
l~mix,opt	1^.М0ПТ, оптимальный уровень сигнала смесителя
в»	Вш, шумовая полоса
аг, рис. 5.26	авоз, возвратные потери
ar,total	авоз общ» общие возвратные потери
Lj-, рис. 6.1	L^., уровень несущей
£	Гнес, частота несущей
1-PN	уровень фазовых шумов
toff	f0TCTp, частота отстройки от несущей
Lpnrbw’ Рис- 6-22	Чш проп’ уровень фазовых шумов в полосе пропускания приемника
l~sum	кумМ’ суммарный уровень
l~N,rel	отн, относительный уровень шума
СОДЕРЖАНИЕ
1.	ВВЕДЕНИЕ.........................................................3
2.	СИГНАЛЫ..........................................................4
2.1.	Сигналы, отображаемые во временной области......................4
2.2.	Соотношения между временной и частотной областями...............4
Периодические сигналы........................................5
Непериодические сигналы......................................9
3.	СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОРГАНЫ УПРАВЛЕНИЯ АНАЛИЗАТОРА СПЕКТРА.................................................12
3.1.	Фурье-анализатор (анализатор на основе быстрого преобразования Фурье)................12
3.2.	Анализаторы, работающие по супергетеродинному принципу.........21
3.3.	Главные настройки..............................................25
4.	ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ АНАЛИЗАТОРА, РАБОТАЮЩЕГО ПО СУПЕРГЕТЕРОДИННОМУ ПРИНЦИПУ......................................27
4.1.	Входная радиочастотная часть (модуль сигнальной частоты).......27
Измерения в системах с входным сопротивлением 75 Ом.........28
Входной тракт ВЧ для частот до 3 ГГц........................31
Измерение сигналов с постоянной составляющей (ОС)...........32
Входной тракт ВЧ для частот, превышающих 3 ГГц...........................................35
Внешние смесители...........................................38
4.2.	Обработка сигнала промежуточной частоты........................39
Аналоговые фильтры ПЧ.......................................47
Цифровые фильтры ПЧ.........................................48
БПФ.........................................................48
4.3.	Получение видеосигнала и видеофильтры..........................51
4.4.	Детекторы......................................................56
Влияние детекторов на изображение для различных типов входных сигналов......................................61
Усреднение по нескольким измерениям.........................67
220
Основы спектрального анализа
4.5.	Обработка кривых.................................................68
4.6.	Зависимости настроек.............................................72
4.6.1.	Время развертки, диапазон качаний, полоса разрешения и видеополоса.....................................................72
4.6.2.	Опорный уровень и ослабление ВЧ............................76
Связь опорного уровня и ослабления ВЧ.........................80
4.6.3.	Перегрузка.................................................82
Первый смеситель..............................................83
Обработка сигнала ПЧ перед разрешающим фильтром...............85
Регулируемый усилитель ПЧ и последующие каскады...............88
5.	РАБОЧИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛИЗАТОРОВ СПЕКТРА.......................92
5.1.	Собственные шумы.................................................92
Максимальная чувствительность.................................97
5.2.	Нелинейности.....................................................98
Одночастотный входной сигнал..................................99
Двухчастотный входной сигнал.................................101
Примеры......................................................106
Решение......................................................106
Решение......................................................106
Фиксированный аттенюатор или усилитель перед первым смесителем......................................107
Пример.......................................................108
Идентификация интермодуляционных продуктов...................108
5.3.	Фазовый шум (спектральная чистота)..............................110
Широкая полоса захвата ФАПЧ..................................112
Средние полосы захвата ФАПЧ..................................112
Узкие полосы захвата ФАПЧ....................................112
Пример.......................................................113
Решение......................................................113
5.4.	Точка компрессии 1 дБ и максимальный входной уровень............116
Постоянное напряжение (ОС)...................................118
Мощность непрерывного сигнала ВЧ.............................119
Спектральная плотность импульсных сигналов...................119
Максимальная энергия импульса и максимальное импульсное напряжение.........................119
Содержание
221
5.5.	Динамический диапазон............................................122
Диапазон отображения уровней...................................122
Максимальный динамический диапазон.............................122
Максимальный диапазон работы без интермодуляции для максимального подавления гармоник..........................123
Влияние фазового шума на динамический диапазон.................129
5.6.	Устойчивость к помехам...........................................131
Зеркальная частота.............................................133
Сквозное прохождение ПЧ или прием на промежуточной частоте ... 134
Ложный отклик..................................................134
Пример.........................................................135
5.7.	Паразитное прохождение сигнала гетеродина........................136
5.8.	Характеристики фильтров..........................................137
5.9.	Точность частоты.................................................138
5.10.	Точность измерения уровня.......................................139
5.10.1.	Компоненты ошибок.........................................139
Ошибка	абсолютного уровня....................................139
Частотная характеристика.......................................141
Ошибка линейности дисплея......................................142
Ошибка аттенюатора.............................................143
Ошибка усиления по ПЧ или ошибка установки опорного уровня. ... 143
Ошибка переключения полосы.....................................143
Влияние ошибок полосы..........................................143
Ошибка из-за рассогласования...................................144
Улучшение входного согласования................................145
5.10.2.	Расчет общей погрешности измерений........................146
Измерение абсолютного уровня...................................146
Измерение относительного уровня................................147
Пример.........................................................151
Структура электронной таблицы FSP_ERR.XLS......................153
5.10.3.	Ошибка из-за низкого отношения сигнал/шум.................153
Детектор среднеквадратического значения........................154
Пример.........................................................154
Детектор выборки...............................................155
5.11.	Время развертки и частота обновления............................157
222	Основы спектрального анализа
6.	ЧАСТО ВСТРЕЧАЮЩИЕСЯ ИЗМЕРЕНИЯ И РАСШИРЕННЫЕ ВОЗМОЖНОСТИ 160
6.1.	Измерения фазового шума........................................160
6.1.1.	Процедура измерений......................................160
6.1.2.	Выбор полосы разрешения..................................162
6.1.3.	Динамический диапазон....................................163
Пример......................................................165
6.2.	Измерения импульсных сигналов..................................168
6.2.1.	Основы...................................................170
Треугольные и трапециедальные импульсы......................173
6.2.2.	Линейчатый спектр и огибающая спектра....................175
Примеры.....................................................178
6.2.3.	Разрешающие фильтры для импульсных измерений.............180
6.2.4.	Параметры анализатора....................................181
Пример......................................................182
6.2.5.	Оценка импульсов при измерениях помех....................183
Примеры.....................................................184
6.2.5.1.	Детекторы, постоянные времени........................184
Пиковый детектор ПК/МГц.....................................187
Широкополосные и узкополосные помехи........................187
6.2.5.2.	Полосы измерения.....................................188
6.3.	Измерения мощности в канале и соседнем канале..................188
6.3.1.	Введение.................................................188
6.3.2.	Ключевые параметры для измерения мощности в соседнем канале...............................................191
6.3.3.	Динамический диапазон при измерении мощности соседнего канала................................................192
6.3.4.	Методы измерений мощности в соседнем канале с использованием анализатора спектра............................193
6.3.4.1.	Метод интегральной полосы............................193
Выбор полосы разрешения (RBW)...............................195
Выбор детектора.............................................196
Выбор видеополосы / усреднение кривой.......................197
6.3.4.2.	Оценка спектральной плотности мощности
модуляционными фильтрами (IS-136, TETRA, WCDMA) .... 197
6.3.4.3.	Измерение мощности в канале во временной области.....199
Содержание	223
6.3.4.4.	Спектральные измерения в системах TDMA...............200
СПИСОК РЕКОМЕНДУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ.....................................203
АКТУАЛЬНЫЕ МОДЕЛЬНЫЕ РЯДЫ АНАЛИЗАТОРОВ СПЕКТРА КОМПАНИИ ROHDE & SCHWARZ............................................205
Универсальные приборы высочайшего уровня: Анализаторы спектра семейства R&S FSU..........................206
Полностью скомплектованные приборы для экспресс-анализа. Анализаторы спектра R&S FSEM/FSEK..........................207
Уверенное владение сферой широкополосной связи: Анализатор сигналов R&S FSQ....................................208
Новый ориентир для среднего класса: Семейство анализаторов спектра R&S FSP.....................209
Новая мобильность в анализе спектров: Портативный анализатор спектра R&S FSH 3...................210
Эксперт по электромагнитной совместимости: Испытательный приемник для ЭМС R&S ESIB....................211
Структурная схема анализатора спектра, описанного в данной книге......................................212
Приоритетный выбор для электромагнитной совместимости измерений при разработке приборов: испытательный приемник R&S ESPI............................214
ТАБЛИЦА СООТВЕТСТВИЯ ОБОЗНАЧЕНИЙ НА РИСУНКАХ И В ТЕКСТЕ К КНИГЕ «ОСНОВЫ СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА»...................215
www.rohde-schwarz.com
Справочное издание
Раушер Кристоф, Йанссен Фолькер, Минихольд Роланд
ОСНОВЫ СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА
Редактор Е. А. Лебедев
Корректор С. И. Петрова Компьютерная верстка О. В. Ушаковой
ЛР № 071825 от 16 марта 1999 г.
Подписано в печать 14.11.05 Формат 60x90/16. Печать офсетная
Уч.-изд. л. 14. Тираж 1000 экз. Изд. № 5294
ROHDE&SCHWARZ
                

Понравилась статья? Поделить с друзьями:
  • Как скачать автокад через торрент инструкция
  • Дипросалик уколы инструкция по применению цена отзывы
  • Дигма видеорегистратор зеркало 404 инструкция по применению
  • Номидес порошок для приготовления суспензии инструкция по применению
  • Инструкция по охране труда при работе на зерноуборочных комбайнах